Diseñar transistores saturados

Cuando NO TIENE una resistencia emisora, el voltaje que coloca en la base define bastante bien la corriente en la base; es un diodo polarizado hacia adelante, por lo que la corriente de la base comienza a aumentar rápidamente por encima de 0.4 V y en el momento en que el voltaje de la base sea de 0.6 V es posible que esté colocando 10 mA en la base. El transistor probablemente estará saturado con el colector a aproximadamente 0.2V por encima del emisor.

Cuando HAGA tiene una resistencia de emisor, tan pronto como el colector (y el emisor) comienza a conducir la corriente, el voltaje del emisor aumenta (debido a la resistencia del emisor) y esto "restringe" la corriente a la base - el voltaje de emisor ascendente está "intentando" apagar la unión del emisor de base y ahora, si coloca (por ejemplo) 2 V en la base, el emisor estará (quizás) a 1.5 V. Si la resistencia del emisor está 100 ohmios, la corriente del emisor será de 15 mA y esto es prácticamente el mismo en el colector (en gran medida, independientemente de la resistencia de carga del colector). Pero ¿qué pasa con la corriente de base y Hfe?

Debido a la Hfe del transistor, (~ 200), la corriente de base será aproximadamente \ $ \ dfrac {15mA} {200} = 75 \ mu A \ $.

Esto significa que la resistencia del emisor está deteniendo los niveles "tontos" de la corriente que ingresa a la base y esto es un tipo de retroalimentación negativa. Previene en gran medida la saturación con voltajes básicos razonables.

La forma en que lo escribo es:

\ $ V_ {in} - I_b \ cdot R_b - V_ {be} - I_e \ cdot R_e = 0 \ $

Saber \ $ I_e = (\ beta + 1) \ cdot I_b \ $ y volver a ordenar para resolver \ $ I_b \ $. Por lo tanto, en la región activa, excluyendo la saturación, la poca referencia y el efecto inicial:

\ $ I_b \ approx \ dfrac {V_ {in} - V_ {be}} {R_b + (\ beta + 1) \ cdot R_e} \ $

Pero en la saturación, el valor de \ $ \ beta \ $ obviamente no es una constante. De hecho, no es una entrada a la ecuación. Es una salida una vez que obtiene una aproximación utilizando otros medios.

\ $ I_ {b_ {sat}} \ approx \ dfrac {V_ {in} - V_ {be} - R_e \ cdot \ left (I_ {b_ {sat}} + \ dfrac {V_ {cc} - V_ {sat}} {R_c + R_e} \ right)} {R_b} \ $

O, resolviendo para \ $ I_ {b_ {sat}} \ $:

\ $ I_ {b_ {sat}} \ approx \ dfrac {V_ {in} - V_ {be} - R_e \ cdot \ dfrac {V_ {cc} - V_ {sat}} {R_c + R_e}} { R_b + R_e} \ $

(Una vez más, lo anterior es una aproximación general e ignora algunos efectos secundarios importantes. Pero está dentro del parque de pelota).

Si \ $ R_b > > R_e \ $, como suele ser el caso, entonces el denominador es aproximadamente el mismo cuando se "corta" \ $ R_e \ $. Pero el numerador es mucho más grande porque se elimina una resta importante (no pocas veces cercana a \ $ \ frac {1} {2} V_ {cc} \ $). Entonces, \ $ I_b \ $ es típicamente mayor por esa acción. Con una ganancia de corriente apreciable en absoluto, esta diferencia se multiplica sustancialmente y el aumento de la corriente supera con mayor facilidad la caída un poco más grande requerida (aproximadamente \ $ \ frac {1} {2} V_ {cc} \ $, de nuevo) en \ $ R_c \ $ para causar saturación.

¿Eso tiene sentido?

Por cierto, la degeneración del emisor se usa a menudo por razones distintas a evitar la saturación. El valor de \ $ r_e \ $, basado en \ $ \ dfrac {k \ cdot T} {q} \ $, depende linealmente de la temperatura absoluta. Una configuración CE sin degeneración del emisor tiene su ganancia de manera similar dependiendo de la temperatura. Levantar \ $ V_e \ $ a aproximadamente un voltio o más sobre el suelo hace que la ganancia (y el diseño en sí) sea mucho menos dependiente de la temperatura.