Cualquier análisis cualitativo que indique que se requiere RC snubber o no para los convertidores Buck de alta corriente

¿Ha considerado que el diodo parásito dentro del mosfet inferior (en un dólar sincrónico) conducirá y reducirá el proyectado (-) 141 V que menciona? También existe la capacitancia parásita del inductor, que también tenderá a reducir este "pico" y lo convertirá en una onda sinusoidal en descomposición hasta que se encienda el mosfet inferior.

Con respecto a su "una pregunta más", creo que puede faltar un enlace (aquí LL)

Ahora he leído algunas notas de aplicación de TI, STmicro y otras fuentes.

Descubrí que el timbre de fase (SW) no se debe completamente al colapso repentino de la corriente del inductor, como dijo Andy, durante el período muerto, el diodo del cuerpo del Sync MOSFET entrará en acción durante un breve período de tiempo cuando el inductor se colapse.

Cuando el MOSFET de sincronización se enciende, la energía del inductor se gasta en elementos de carga y parásitos, y el problema real surge cuando el MOSFET de sincronización se apaga y el MOSFET de control se enciende, en este período muerto de nuevo el diodo del cuerpo se activará y cuando se active el MOSFET de control ENCENDIDO debido a las malas características inversas de los diodos del cuerpo, los inductores parásitos, el ENCENDIDO rápido del MOSFET de control y la capacitancia de salida (Coss) del MOSFET de control (durante el estado de apagado) (LCR circit) resonarán al sonar en el nodo SW.

Que puede ser mitigado por diferentes métodos. 1. Perfeccionando el diseño para minimizar los efectos parásitos

1. agregando un resistor BOOT en serie con un capacitor BOOT que ralentiza el Encendido del MOSFET de Control

2. Adición de una resistencia en serie para controlar la puerta de MOSFET que ralentiza el encendido de Tur de control de MOSFET.

3. Como dijo Andy al agregar el diodo Schottky como convertidor Buck sin sincronización (compartirá la corriente solo durante el período muerto)

4. Agregar amortiguador RC

5. Adición de un circuito RL al drenaje del MOSFET de Control

6. Adición de CSI (Inductancia de fuente común)

pocos enlaces con respecto a esto. 1. Control del timbre conmutador-nodo en convertidores buck síncronos

1. Técnicas de reducción de ondulación para alto rendimiento NexFet MOSFET

3. Timbre del nodo de fase - Tiene buen análisis cuantitativo

de otras publicaciones, encontré que los diodos corporales pueden manejar una buena cantidad de energía (inicialmente dudé si los diodos corporales pueden manejar la corriente del inductor en un período muerto)

La EMI generada debido a esto tiene más o menos 3 factores.

1. Ruido conducido de baja frecuencia (< 30 MHz) - Swicthing freq harmonics

2. ruido de banda ancha (50 - 300 MHz) del timbre de voltaje de fase (debido a elementos parásitos y Coss)

3. ruido de alta frecuencia (> 300 MHz) como resultado de la recuperación inversa del diodo del cuerpo de Sync MOSFET Estoy usando la resistencia de arranque.

Para un buck síncrono que opera en modo de conducción continua (CCM), no se necesita un amortiguador en el nodo de conmutación.

Sin embargo , también hay un modo de conducción discontinua (DCM) y un modo de ráfaga en bucks síncronos operados con carga ligera. En DCM y la operación de ráfaga, los conmutadores están apagados y el nodo de conmutación sonará por la interacción entre el voltaje del capacitor de salida y la capacitancia de salida del conmutador (\ $ C _ {\ text {oss}} \ $) a través del inductor Buck (L). Por lo tanto, para estos dos modos querría un amortiguador en el nodo de conmutación. El tipo más simple de amortiguador es una serie RC desde el suelo hasta el nodo de conmutación. La capacitancia del amortiguador debe ser aproximadamente 5 veces \ $ C _ {\ text {oss}} \ $, y la resistencia es mejor igualar a \ $ Z_o \ $ de L y \ $ C _ {\ text {oss}} \ $.