¿Por qué los comparadores generalmente tienen voltajes de compensación más altos que los opamps?

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Necesito comparar una señal con un voltaje constante; la señal varía de 0 a 30 mV, y necesito un tiempo de respuesta de 50 ns a una diferencia de 250 µV. La señal es una onda triangular con una velocidad de giro en el rango de unos pocos mV / µs.

Al ver los comparadores ofrecidos por TI , comience con un voltaje de compensación de 750 µV, con los comparadores 10ns a partir de 3000 µV.

Sin embargo, cuando vea lista de opamps , que comienzan con un voltaje de compensación de 1µV, con amplificadores de 100MHz a partir de 100µV.

Se recomienda encarecidamente el uso de comparadores, no de amplificadores operacionales, para comparar señales, por lo que la única opción que estoy viendo es amplificar mi señal con un amplificador operacional de alta velocidad y precisión, luego usar un comparador. Sin embargo, esto suena mal. Si esto es posible, ¿por qué los fabricantes de chips no ofrecen esto como una solución monolítica?

    
pregunta mic_e

3 respuestas

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Es difícil conseguir una alta velocidad con una pequeña diferencia.

Tenga en cuenta que los comparadores no solo tienden a tener mayores voltajes de compensación de entrada que los opamps, sino también un ruido efectivo mucho más alto, ya que para obtener una alta velocidad son bestias de banda ancha.

Oliver Collins produjo un documento hace un par de décadas que muestra que obtiene resultados mucho mejores, es decir, menos jitter de tiempo, si precede a un comparador rápido con una o más etapas de bajo ruido y baja ganancia, cada una con filtrado de un solo polo en la salida, para aumentar la velocidad de giro etapa por etapa. Para cualquier tasa de giro de entrada y comparador final, hay un número óptimo de etapas, perfil de ganancia y selección de constantes de tiempo RC.

Esto significa que los indicadores operativos iniciales no se usan como comparadores, sino como amplificadores de pendiente y, por lo tanto, no necesitan la tasa de respuesta de salida o el producto de GBW que se requeriría para el comparador final.

Aquí se muestra un ejemplo, para un amplificador de pendiente de dos etapas. No se proporcionan valores, ya que el óptimo depende de la velocidad de giro de entrada. Sin embargo, en comparación con el uso del comparador de salida solo, casi cualquier perfil de ganancia sería una mejora. Si usó, por ejemplo, una ganancia de 10, seguida de una ganancia de 100, ese sería un lugar muy razonable para comenzar a experimentar.

simular este circuito : esquema creado usando CircuitLab

Obviamente, los amplificadores pasarán gran parte de su tiempo en saturación. La clave para dimensionar los filtros RC es elegir una constante de tiempo tal que el RC elegido duplique el tiempo que tarda el amplificador en pasar del punto saturado al punto medio, a la velocidad de giro de entrada más rápida. Las constantes de tiempo obviamente disminuyen a lo largo de la cadena del amplificador.

Los RC se muestran como filtros reales después del opamp, no una C colocada en la resistencia de ganancia de realimentación. Esto se debe a que este filtro continúa la atenuación de ruido de alta frecuencia a 6dB / octava a frecuencias arbitrariamente altas, mientras que un condensador en el circuito de retroalimentación deja de filtrarse cuando la frecuencia llega a la ganancia unitaria.

Tenga en cuenta que el uso de filtros RC aumenta el retardo de tiempo absoluto entre la entrada que cruza el umbral y la salida que lo detecta. Si desea minimizar este retraso, se deben omitir los RC. Sin embargo, el filtrado de ruido que ofrecen los RC le permite obtener una mejor repetibilidad del retardo de entrada a salida, que se manifiesta como un jitter más bajo.

Es solo el opamp de entrada que necesita un alto rendimiento en términos de ruido y voltaje de compensación, las especificaciones de todos los amplificadores posteriores pueden ser relajadas por su ganancia. A la inversa, el primer amplificador no necesita una velocidad de giro o GBW tan alta como los amplificadores posteriores.

La razón por la que esta estructura no se proporciona comercialmente es que el rendimiento rara vez se requiere, y el número óptimo de etapas depende tanto de la tasa de rotación de entrada y las especificaciones requeridas, que el mercado sería pequeño y fragmentado, Y no vale la pena perseguirlo. Cuando necesite este rendimiento, es mejor compilarlo a partir de los bloques que puede obtener de forma comercial.

Aquí está la parte delantera del documento, en IEEE Transactions on Communications, Vol. 44, No.5, mayo de 1996, comenzando en la página 601, y una tabla de resumen que muestra el rendimiento que obtiene al cambiar el número de etapas de la amplificación de pendiente. y la distribución de ganancias de las etapas. Verá en la tabla 3 que para el caso específico de querer la amplificación de la pendiente 1e6, mientras que el rendimiento continúa mejorando por encima de las 3 etapas, la mayor parte de la mejora ya se produjo con solo 3 etapas.

    
respondido por el Neil_UK
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Esos amplificadores operacionales con una compensación muy baja (como el TLC2652) tienen un ancho de banda demasiado bajo para lo que quieres (aproximadamente 2 MHz), por lo que, de manera realista, necesitas comparar manzanas con manzanas. Además, lo que no se especifica en la hoja de datos de ese dispositivo es cómo cambia el voltaje de compensación de entrada con el voltaje de entrada de modo común. Para un comparador, se esperan grandes compensaciones en modo común y la mayoría de las veces, el voltaje de compensación de un amplificador operacional se especifica en condiciones de señal ideales.

Otro hecho es que la mayoría de los circuitos de comparación utilizan histéresis y esto supera con creces cualquier cifra fabulosa para el voltaje de compensación debido a que la retroalimentación positiva de la salida depende de los rieles de suministro.

Y aquí está el principal problema con tu comparación.

Si mira hacia abajo en la lista de TI después de seleccionar Vos como el parámetro de filtro, el primer op-amp que tiene un ancho de banda de 100 MHz o más es el OPA625. Su expectativa de 250 uV produciendo un swing completo en 50 ns significa que la ganancia de CA a 100 MHz tiene que ser (por ejemplo) 5 voltios / 250 uV = 20,000 u 86 dB. Bueno, el OPA625 tiene una ganancia de bucle abierto por debajo de 0 dB a 100 MHz.

Esto significa que su comparación es nuevamente defectuosa. Necesitas ser realista al hacer comparaciones. Un amplificador operacional de 100 MHz es décadas inferior a un comparador que puede cambiar su salida en 50 ns con un cambio de voltaje de entrada diferencial de 250 uV.

    
respondido por el Andy aka
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Permite diseñar ese circuito. Desea una respuesta de 50 nanosegundos, por lo tanto, el ancho de banda de 1 / 50nS o 20MHz es nuestro BW inicial.

¿Qué piso de ruido? Para una baja tasa de ocurrencia de FALSE TRIGGERS, la potencia de ruido debe ser 10dB más débil que el ruido de la señal (produce 0.1% de Errores de Bit). Nuestro ruido total integrado debe ser de 250uV / 10dB o 250uV / 3.16 o 80 microVolts RMS. En 20MHz BW.

Para encontrar la densidad del ruido (y, por lo tanto, el Rnoise permitido), dividimos 80uV por sqrt (bW) o 80u / sqrt (20,000,000) o 80u / 4,500 o 18 nanoVolts / rtHz. Con 1Kohm siendo 4nanoVolts / rtHz, podemos usar valores de Rnoise de 20,000 ohmios.

Sugiero el amplificador de banda ancha RCA / Harris CA3011 con 3 etapas de ganancia diferencial. La hoja de datos dice que (normalmente) limitará la entrada a 600 microvoltios, y que la salida limitada / de onda cuadrada es ciertamente adecuada para impulsar un comparador rápido. La hoja de datos dice que NoiseFigure es de 9dB a 4.5MHz, dado un stepup de entrada 1: 2 (resonador PI) de 50 ohmios.

Ahora, sobre ese voltaje de compensación incierto .....

    
respondido por el analogsystemsrf

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