Esquema de modulación para un generador de señal simple

Para este tipo de frecuencias portadoras de baja frecuencia, consideraría usar un multiplicador analógico como un AD633. Tiene un ancho de banda de señal pequeño de 1 MHz (3 dB hacia abajo), por lo que será de 6 dB a 1.6 MHz. Esto se compensa fácilmente y obtendrá los beneficios de una modulación bastante lineal decente. No olvide agregar un desplazamiento de CC para mantener la profundidad de modulación por debajo del 100%.

TambiénestáelSA602:-

Yo usaría el SA602A porque tiene una respuesta de temperatura más estable y puede ser difícil obtener el SA602. Es bueno para más de 10 MHz desde la memoria.

Está intentando construir un modulador de AM "para alineación". Eso aparentemente significa que la frecuencia de la portadora debe ser bien conocida y controlada.

Yo usaría un circuito de cristal y digital para generar la frecuencia portadora. Puede dividir un cristal a 10 kHz, luego un PLL para multiplicarlo a la frecuencia que desee. 10 kHz es una resolución suficientemente buena para alinear y calibrar radios de AM.

Debido a que este transmisor tendrá una potencia muy baja y probablemente se usará donde no causará interferencias con otros equipos, no tiene que preocuparse mucho por los armónicos. Una onda cuadrada modulada en amplitud es mucho más fácil de producir que una onda sinusoidal modulada en amplitud que se mantiene limpia de armónicos.

La modulación de amplitud de una onda cuadrada es tan simple como recortar las partes superiores a una tensión de alimentación variable. El resultado contendrá una señal significativa en los primeros armónicos impares, pero estos estarán bien fuera de la banda de la radio que está calibrando. Un poco de filtrado de paso bajo de R-C después de la onda cuadrada modulada puede reducirlos bastante fácilmente.

Por lo tanto, no se preocupe por los filtros resonantes y similares, ya que tienen que estar sintonizados a su frecuencia de portadora en particular. Todo lo que tiene que hacer es cambiar el divisor en el PLL para establecer el múltiplo de 10 kHz que desea que sea su frecuencia de operador.

El problema del mezclador clásico (yo lo llamo clásico. Nadie más lo hace)

Primero asumamos que estás tratando con un multiplicador analógico perfecto usado como mezclador:

vea desde aquí .

Entonces, lo que hace la multiplicación de dos cosenos es lo siguiente:

$$ \ cos (x) \ cos (y) = \ frac12 \ left (\ cos (x + y) + \ cos (x-y) \ right) $$

Entonces, al multiplicar su tono de 20 kHz (\ $ x = 2 \ pi 20 \, \ text {kHz} \ $) con su digamos 1MHz (\ $ y = 2 \ pi1000 \, \ text {kHz} \ $) operador, en realidad obtiene dos cosenos, uno para la banda superior, uno para la banda lateral inferior, a 980 y 1020 kHz, respectivamente.

Si tu mezclador no es un multiplicador perfecto, también obtendrás la alimentación de 1 MHz.

Ahora, el problema aquí es que su mezcla de LO abarca un amplio rango: de 550 kHz a 1600 kHz significa que puede duplicarlo dos veces. ¿Por qué es un problema?

Para producir el efecto multiplicador, todos nuestros mezcladores dependen de la no linealidad de algún dispositivo. Resumiré (y simplificaré) esto un poco, porque el cálculo de la ganancia actual de un circuito de transistor está un poco fuera de alcance, aquí.

La corriente que fluye hacia el colector de un transistor no es un múltiplo constante de la corriente que fluye hacia la base (solo podemos hacer esa simplificación para variaciones relativamente pequeñas de la corriente base). En su lugar, se parece más a una función exponencial.

Ahora, una función exponencial \ $ e ^ t \ $ se puede representar mediante una serie

$$ \ begin {align} e ^ {t} & = \ sum_ {n = 0} ^ \ infty \ frac {t ^ n} {n!} \\ & = \ frac {t ^ 0} {0!} + \ frac {t ^ 1} {1!} + \ frac {t ^ 2} {2!} + \ frac {t ^ 3} {3!} + \ frac {t ^ 4} {4!} + \ puntos \\ & = \ frac {1} {1} + \ frac {t} {1} + \ frac {t ^ 2} {1 \ cdot2} + \ frac {t ^ 3} {1 \ cdot2 \ cdot3} + \ frac {t ^ 4} {1 \ cdot2 \ cdot3 \ cdot4} + \ dots \\ & = 1 + t + \ frac {t ^ 2} {2} + \ frac {t ^ 3} {6} + \ frac {t ^ 4} {24} + \ puntos \\ \ end {align} $$

Entonces, el primer término, \ $ 1 \ $, no es interesante. Es solo una compensación de DC para nosotros.

El segundo término, \ $ t \ $, solo significa que pasamos por la entrada.

Los términos cuarto y posterior están atenuados por un factor de 6, 24, 120, ... así que digamos que los consideraremos más adelante.

El tercer término, \ $ \ frac {t ^ 2} 2 \ $, ahora, se vuelve interesante. ¡Miremos eso!

¿Qué pasa si nuestra señal \ $ t \ $ es en realidad una suma de dos señales, como arriba, \ $ t = x + y \ $? Bueno, binomios al rescate:

$$ \ begin {align} \ frac 12 \ cdot t ^ 2 & = \ frac 12 \ cdot (x + y) ^ 2 \\  & = \ frac12 \ left (x ^ 2 + 2xy + y ^ 2 \ right) \\  & = \ frac12x ^ 2 + \ frac12 2xy + \ frac12 y ^ 2 \\  & = xy + \ frac12 x ^ 2 + \ frac12 y ^ 2 \ end {align} $$

¡Mira que \ $ xy \ $ allí! Esa es la multiplicación que necesitamos. ¡Increíble! También es el "componente más fuerte en esa suma".

Lamentablemente, \ $ \ frac 12 x ^ 2 \ $ y \ $ \ frac12 y ^ 2 \ $ no desaparecen mágicamente.

si \ $ x = \ cos (2 \ pi 550 \, \ text {kHz}) \ $, entonces eso significa que también lo estamos multiplicando, y obtenemos 1.1 MHz :( No podemos hacer nada al respecto , así que tendremos que filtrarlo.

Lamentablemente, un filtro que se corta a 1.1 MHz no puede usarse para dejar pasar una señal de 1.6 MHz de AM. Por lo tanto, tendrás que cambiar los filtros en algún lugar. Los filtros no son perfectamente planos e idénticos, por lo que obtienes las variaciones de amplitud.

Un posible método para lidiar con esto aquí es usar un paso intermedio, una frecuencia intermedia (IF), para hacer su mezcla.

La idea es esta: mezcle sus 20 kHz hasta una frecuencia de, digamos, 10 MHz (+ - 20kHz). Ahora, mezcle hacia abajo con un oscilador de 8.4 MHz a 9.5 MHz. Los productos cuadrados estarán lejos de su banda de interés, y puede usar uno, un filtro mucho más plano.