Circuito de temporización Astable 555 (ciclo de trabajo de 0.5 Hz y 50%)

Consulte la descripción de "Mejor sincronización" en 555 Circuitos de temporizador . Ese circuito elimina el R2 clásico, agrega un transistor NPN (2N3904 está bien), un nuevo R2 solo para desviar el transistor NPN agregado (es decir, no participa en el circuito RC) y dos diodos para cargar y descargar el condensador a través de R1. Esto da un ciclo de trabajo del 50% (ya que la carga y la descarga se realizan a través de la misma resistencia única).

Desde el sitio vinculado:

[]

También desde el sitio vinculado:

  

Se crea una salida de temporización mejor y más estable con la adición de un   Transistor y un diodo a la red de temporización R-C. La frecuencia puede ser   varió en una amplia gama manteniendo un ciclo de trabajo constante del 50%.   Cuando la salida es alta, el transistor se polariza en saturación por   R2 para que la corriente de carga pase a través del transistor y R1.   a C. Cuando la salida baja, el transistor de descarga (pin 7) se corta   apaga el transistor y descarga el condensador a través de R1 y el   diodo. El alto y amp; Los periodos bajos son iguales. El valor del condensador.   (C) y la resistencia (R1 o potmeter) no se da. Es un mero   ejemplo de cómo hacerlo y los valores están pendientes en el tipo de   Aplicación, así que elige tus propios valores. El diodo puede ser cualquier pequeño.   diodo de señal como el NTE519, 1N4148, 1N914 o 1N3063, pero un alto   El tipo de germanio o Schottky de conductancia para el diodo minimizará la   La tensión del diodo cae en el transistor y el diodo. sin embargo, el   El transistor debe tener una beta alta para que R2 pueda ser grande y aún   hacer que el transistor se sature. El transistor puede ser un TUN   (Europa), NTE123, 2N3569 y la mayoría de los demás.

Es imposible obtener un 50% de salida de un 555 con la disposición astable de un condensador convencional de 2 resistencias 1.

La forma más sencilla es usar un CMOS 555 y usar el circuito que se muestra en la página de título de:

enlace

La siguiente forma más fácil, y la forma de lograr cualquier ciclo de trabajo de < 1% a > 99% es usar la dirección de diodo alrededor de las resistencias del astable

La forma de obtener el 50% más preciso es configurar el 555 para que produzca el doble de la frecuencia que desea y luego hacer una división por dos en su salida con un flip-flop tipo "D".

En este circuito multivibrador astable modificado, la caída de tensión directa del diodo D1 siempre se ignora, y las fórmulas de temporización se indican como

$$ t_1 = \ ln (2) R_1C_1, \ quad t_2 = \ ln (2) R_2C_1. $$

Si toma \ $ R_1 = R_2 \ $ e ignora la caída de voltaje del diodo, alcanza un ciclo de trabajo de% 50. Pero, ¿qué sucede si no ignoramos la caída de voltaje del diodo?

Supongamos que la caída de tensión directa de D1 es \ $ V_D \ $. El voltaje en el pin 5 será \ $ \ dfrac {2} {3} V_ {cc} \ $.

La forma más general de la ecuación de carga del condensador es

$$ v_c (t) = V_s + \ left [v_c (t_0) - V_s \ right] e ^ {- \ dfrac {t-t_0} {RC}}, \ quad t \ ge t_0. $$

Si reorganizamos los términos para obtener la diferencia horaria, obtenemos

$$ \ Delta t = t - t_0 = RC \ ln \ left [\ dfrac {V_s - v_c (t_0)} {V_s - v_c (t)} \ right]. $$

Donde, \ $ v_c (t) \ $ es la función del voltaje del capacitor, \ $ V_s \ $ es el voltaje de la fuente.

Durante el tiempo de activación, el condensador C1 se cargará desde \ $ \ dfrac {1} {3} V_ {cc} \ $ a \ $ \ dfrac {2} {3} V_ {cc} \ $ sobre R1 . La tensión de alimentación que ve esta red R-C es \ $ V_ {cc} -V_D \ $.

$$ t_1 = R_1C_1 \ ln \ left [\ dfrac {V_ {cc} - V_D - \ dfrac {1} {3} V_ {cc}} {V_ {cc} - V_D - \ dfrac {2} { 3} V_ {cc}} \ right] = R_1C_1 \ ln \ left [\ dfrac {\ dfrac {2} {3} V_ {cc} - V_D} {\ dfrac {1} {3} V_ {cc} - V_D } \ right] = R_1C_1 \ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc}} {V_ {cc} - 3V_D} \ right] $$

Durante la descarga, D1 no tiene efecto. De modo similar, \ $ t_2 \ $ será

$$ t_2 = R_2C_1 \ ln \ left [\ dfrac {V_ {cc} - \ dfrac {1} {3} V_ {cc}} {V_ {cc} - \ dfrac {2} {3} V_ { cc}} \ right] = \ ln (2) R_2C_1. $$

Entonces el período de la oscilación es

$$ \ en caja {T = t_1 + t_2 = R_1C_1 \ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc}} {V_ {cc} - 3V_D} \ right] + \ ln (2) R_2C_1}. $$

Y la frecuencia es

$$ \ en caja {f = \ dfrac {1} {T} = \ dfrac {1} {t_1 + t_2} = \ dfrac {1} {R_1C_1 \ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc }} {V_ {cc} - 3V_D} \ right] + \ ln (2) R_2C_1}}. $$

(Adaptado de esta pregunta .)

Compensación del error debido a la caída de voltaje de diodo hacia adelante

Queremos que los tiempos de encendido y apagado sean iguales. Eso es

$$ t_1 = t_2. $$

Entonces,

$$ R_1C_1 \ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc}} {V_ {cc} - 3V_D} \ right] = \ ln (2) R_2C_1, \\ \ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc}} {V_ {cc} - 3V_D} \ right] = \ dfrac {R_2} {R_1} \ ln (2), \\ \ boxed {R_1 = R_2 \ dfrac {\ ln (2)} {\ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc}} {V_ {cc} - 3V_D} \ right]} \ quad \ quad \ text {o} \ quad \ quad R_2 = R_1 \ dfrac {\ ln \ left [1 + \ dfrac {V_ {cc}} {V_ {cc} - 3V_D} \ right]} {\ ln (2)}}. $$

Debes elegir \ $ R_1 \ $ y \ $ R_2 \ $ proporcionales entre sí de esta manera para lograr un ciclo de trabajo del 50% simétrico y preciso.

Sus cálculos son incorrectos, pero no tan incorrectos. El uso de resistencias de 65k iguales le dará un ciclo de trabajo del 33% (t1 = .7 R1 C, t2 = .7 (R1 + R2) C). Sus cálculos se realizaron correctamente dado que sus fórmulas eran incorrectas, y los valores que utilizó deben dar un período total de 3 segundos en lugar de dos. El cambio en el ciclo de trabajo sugiere que uno de los valores de su resistencia está equivocado (y necesita medirlos), o que el chip está mal conectado. Su tiempo general sugiere que su capacitor está muy lejos. Le sugiero que use un capacitor de 22 nF en lugar de un 22 uF.

Usando esta calculadora , fui capaz de calcular los siguientes valores:

R1 = 1K
R2 = 360K
C1 = 4 µF

Frequency = 0.5 Hz
Period = 1.999s
50.07% duty cycle
1.001s on, 997.2 ms off

que es bastante acertado. Sin embargo, 360K no es un valor de resistencia estándar; el más cercano es 357k. Esto da:

R1 = 1K
R2 = 357K
C1 = 4 µF

Frequency = 0.505 Hz
Period = 1.982s
50.07% duty cycle
992.37 ms on, 989.6 ms off

Sin embargo, preocuparse por la diferencia causada por el 3K es bastante irrelevante, porque hay que tener en cuenta la tolerancia de los componentes. Suponiendo que está utilizando resistencias del 1%, cambiar el valor de R1 en 1% tiene poco efecto, y cambiar el valor de R2 en 1% es aproximadamente el cambio de 350K a 357K que se muestra arriba.

El problema es el condensador C1. Muchos condensadores tienen una tolerancia de ± 20%. Esto significa que la tapa de 4 µF podría variar de 3.2 µF a 4.8 µF, lo que hará que el período varíe de 1.586 a 2.378 s. Afortunadamente esto puede ser compensado cambiando R2; 3.2 µF junto con R2 = 450K vuelve a la sincronización original que se muestra arriba, al igual que 4.8 µF junto con R2 = 300K. Entonces, una vez que elija un capacitor, tendrá que ajustar R2 para darle el período que necesita.

Sugiero usar un potenciómetro de 500 K para comenzar con R2, ajústelo hasta obtener el período requerido, luego mida la configuración del potenciómetro y sustitúyalo por una resistencia fija.

Sigue esta imagen:

Elija R1 = R2 y ponga un diodo en paralelo con R2, con el capacitor C orientado hacia el cátodo.

T1 será = 0.693 x R1 x C

T2 será = 0.693 x R2 x C

Haga esto con un microcontrolador barato y pequeño, como el PIC 10F200. Eso solo requiere dos partes, la micro, que está disponible en un paquete SOT-23, y la tapa de bypass.

Luego, obtenga un temporizador 666 555 en su tienda de regalos del museo favorito y péguelo sobre el PIC y la gorra para mostrar al mundo que se ha hecho con un temporizador 555. Aquellos que no miren con demasiada fuerza estarán rascándose la cabeza por la precisión tan alta, y el consumo de energía y la deriva tan bajos.

Para obtener crédito adicional, agregue algunas partes más para que realmente se rasquen la cabeza. La tienda de regalos del museo también tendrá 741 opamps. Obtener los que están en una lata para el mejor aspecto nostálgico.

Manteniendo igual el tiempo de carga y descarga del capacitor. Obtención de aproximadamente 0,49 a 0,5 Hz con un ciclo de trabajo del 50%.

Construí el circuito en cuestión en este hilo usando el 555 en el modo astable que incluía el uso de una tapa 1uf para C1, R1 era 100k, R2 era 1Meg, sin tapa en el pin 5 (voltaje de control), sin diodo en R2 como se sugiere para bajar el ciclo de trabajo. Los resultados fueron un ciclo de trabajo del 53% a 0,5 Hz (o muy cerca de él). El voltaje de suministro fue de 12vdc pero hubo un sobreimpulso de 8 voltios en aumento que fue de 12 microsegundos de duración, por lo que agregué una tapa de disco de cerámica de .01uf en el pin de salida 3 y en el suelo, creó una curva de carga muy leve en la parte superior, pero eliminé el pico , esto era lo esperado. Utilicé esto para controlar otro circuito que construí que usa otro 555 y un amplificador operacional LM339 (o LM393). Utiliza un bote de 1 Meg conectado a los pines 2 y amp; 6 (entre - y + en la tensión de alimentación con el limpiaparabrisas conectado a los pines 2 y amp; 6 en el segundo 555) para poder ajustar la frecuencia en el segundo 555 (los pines de salida 3 y amp; 5 no se usaron en el segundo circuito), luego usé un potenciómetro de 50k en la entrada negativa del amplificador operacional para ajustar el ciclo de trabajo. El limpiaparabrisas de esta olla conectado al lado negativo del amplificador operacional. La entrada positiva del amplificador operacional provino del pin 7 en el segundo 555. Tenga en cuenta que puede aumentar el valor de R2 o disminuir el valor de R1 para aumentar el ciclo de trabajo (en los primeros 555 que se analizan en este hilo).

El resultado final para la salida final fue "apagado por cerca de 1/2 segundo, luego osciló a 4 hZ mientras estaba" encendido "o en el estado" alto ". Usé solo una salida del amplificador operacional. Usé un NMOS para que la salida del amplificador operacional esté "encendida" mientras la salida era alta, luego se usó un PMOS para una salida "encendida" mientras estaba en el estado bajo. Esto crea una salida alterna de solo una salida de amplificador operacional durante aproximadamente 1/2 segundo (según la frecuencia y el ciclo de trabajo del primer 555), luego se apaga durante aproximadamente 1/2 segundo. Puedo ajustar el ciclo de trabajo y la frecuencia a voluntad, pero el primer 555 se fija en un ciclo de trabajo del 53% a .5 Hz. El segundo circuito con el segundo 555 y un amplificador operacional producirá 188 kHz, estaba bastante sorprendido de que fuera tan alto, esperaba un máximo de 125 kHz. Las formas de onda son bastante puntiagudas en lugar de algo parecido a una onda cuadrada, pero funciona. Cualquier cosa superior a 188 kHz era demasiado, el 555 no haría un ciclo más rápido que eso. Los MOSFETS y el amplificador operacional podrían manejarlo, pero no los 555 que usé (NE555N). Al menos esa fue mi conclusión basada en el proceso de eliminación y pruebas adicionales con varias resistencias y tapas. Uso el segundo circuito como una frecuencia variable y un controlador de ciclo de trabajo variable para probar nuevos diseños para otros circuitos. Utiliza un límite de 470nf para el potencial completo en el extremo superior de la frecuencia y un límite de 47nf para el extremo inferior. Se ajustará del ciclo de trabajo de .3 a 99% y de .3 Hz a 188 kHz.
Espero que esto ayude a alguien más. Puedo enviar el diagrama del circuito a quien lo desee o puedo publicar un enlace si hay algún interés. Nota final, este circuito combinado solo consume 56 mA con una carga de 36 mA (56 mAh de promedio). Utilicé un registrador de datos durante un lapso de 10 minutos a intervalos de 1 segundo para la frecuencia de muestreo, luego lo descargué en una hoja de cálculo EXCEL para su análisis.

Solía diseñar circuitos hace veinte años, pero las cosas han cambiado mucho desde entonces, así que tengo que aprender muchos nuevos dispositivos desde cero. Por lo tanto, si cometí algún error al explicar esto, ¡no dude en señalarlo! :-)

Gracias !!!

Joe