MOSFET paralelos y capacidad de unidad de puerta

Hay muchas pérdidas asociadas con la conmutación, pero parece que está más preocupado por la carga térmica adicional introducida en los MOSFET en el período de transición entre encendido y apagado. Pensé que sería fácil encontrar algunas notas de aplicación sobre esto, pero sorprendentemente no lo fue. Lo mejor que encontré fue AN-6005 Cálculos de pérdida MOSFET sincrónica de buck con modelo Excel de Fairchild, las partes relevantes de las cuales las resumiré aquí.

Durante la transición de conmutación, el voltaje y la corriente en el MOSFET se verán aproximadamente así:

Laspérdidasdeconmutaciónquevamosacalcularsonaquellasenlosperíodos\$t2\$y\$t3\$debidoalvoltajeylacorrienteenelMOSFET.Laformadeabordarestoescalcularlaenergíadecadatransiciónyluegoconvertirlaenunapotenciapromediodeacuerdoconsufrecuenciadeconmutación.

Siobservasolo\$t2\$,\$V\$escasiconstante,y\$I\$aumentaaproximadamentelinealmente,formandountriángulo.Porlotanto,lapotenciatambiénaumentalinealmente,ylaenergíatotaleslaintegraldetiempodelapotencia.Asíquelaenergíaessoloeláreadeesetriángulo:

$$E_{t2}=t_2\left(\frac{V_{in}I_{out}}{2}\right)$$

\$t3\$tambiénformauntriángulo.Enestecaso,elvoltajeestácambiandoenlugardelacorriente,peroaúnasílapotenciaformauntriánguloyelcálculodelaenergíaeselmismo.

Dadoqueelcálculoeselmismopara\$t2\$y\$t3\$,entoncesnoesrealmenteimportantecuántotiemposegastaen\$t2\$vs\$t3\$;todoloquerealmenteimportaeseltiempototalinvertidoencambiar.Laspérdidasdeenergíadeuninterruptorson,porlotanto:

$$E_{switch}=(t_2+t_3)\left(\frac{V_{in}I_{out}}{2}\right)$$

Y,sufrecuenciadeconmutacióneslacantidaddevecesporsegundoqueincurreenestapérdidadeenergía,porloquealmultiplicarlasdosalavez,obtendrálapérdidadepotenciapromediodebidoalaconmutación:

$$P_{switch}=f(t_2+t_3)\left(\frac{V_{in}I_{out}}{2}\right)$$

Entonces,tomandosucálculodelperíododeconmutaciónsiendo\$150ns\$,ylacorrientemáximaes\$330A\$,yelvoltaje\$12V\$,ylafrecuenciadeconmutación\$30kHz\$,Laspérdidasdepotenciadelaconmutaciónson:

$$30kHz\cdot150ns\left(\frac{12V\cdot330A}{2}\right)=8.91W$$

Esoes\$8.91W\$,idealmente,compartidoentretrestransistores,porloquesoloalrededorde\$3W\$cadauno,locualesbastanteinsignificanteencomparaciónconsusotraspérdidas.

Estenúmerosepuedeverificarparaversihayunmodelomássimple:sigastó\$150ns\$cambiandoylohizo\$30000\$vecesporsegundo,entoncespuedecalcularlafraccióndeltiempoquepasacambiando,yhagaelsupuestomáspesimistadelapotenciatotalde\$12V\cdot330A\$quesepierdeenlostransistores:

$$\require{cancelar}\frac{150\cdot10^{-9}\cancel{s}}{\cancel{switch}}\frac{30\cdot10^3\cancelar{interruptores}}{\cancelar{s}}\cdot12V\cdot330A=17.82W$$

Porsupuesto,duranteelperíododeconmutación,lacorrienteyelvoltajepromediosonsololamitaddelmáximo,porloquelaspérdidasporconmutaciónsonlamitaddeesto,queesloquehemoscalculado.

Sinembargo,apuestoenlapráctica,sustiemposdecambioseránmáslentos.Un"\ $ 2A \ $ controlador de puerta" no es una fuente de corriente constante como suponen estos cálculos. La imagen real es bastante más complicada que este modelo simple. Además, la corriente estará limitada por la resistencia y, por lo general, de manera más significativa, la inductancia de los paquetes de transistores y los rastros que los conducen.

Digamos que la inductancia del controlador de la compuerta, el paquete del transistor y los rastros a esto es \ $ 1 \ mu H \ $. Si el voltaje de la unidad de la puerta es \ $ 12V \ $, entonces \ $ di / dt \ $ se limita a \ $ 12V / 1 \ mu H = (1.2 \ cdot 10 ^ 7) A / s \ $. Esto puede parecer mucho, pero en la escala de tiempo de \ $ 150ns \ $, no lo es. Mantener la inductancia baja requerirá un diseño muy cuidadoso.

Por lo tanto, diría que estos cálculos muestran que sus pérdidas por cambio pueden ser manejables, aunque no lo sabrá con seguridad hasta que haya realizado el diseño y lo haya probado. Incluso si no puede alcanzar el ideal de un tiempo de cambio de \ $ 150ns \ $, las pérdidas son lo suficientemente bajas en relación con sus otros problemas, por lo que tiene cierto margen para empeorar y seguir funcionando.

Su problema más grande es probablemente hacer que los tres MOSFET se cambien al mismo tiempo. De lo contrario, uno de ellos obtendrá una parte desproporcionada de la corriente total, y por lo tanto el calor, lo que lleva a un fallo prematuro.

Esto es mucha corriente para manejar. Aquí no se dice qué está conduciendo el puente completo, así que estoy pensando en un transformador seguido de un puente de diodo y luego en el filtro LC y la carga. También voy a asumir que el puente solo está cortando al 50% para cada tramo.

Creo que puedes estar siendo un poco conservador con las pérdidas de conducción, porque cada FET tendrá como máximo un ciclo de trabajo del 50%. Para las pérdidas de conducción AUIRF1324 con 110 amperios por FET, usted esperaría:

\ $ P _ {\ text {cond}} \ $ = \ $ \ text {DC} i_ {\ text {rms}} ^ 2 R_ {\ text {ds}} \ $ = \ $ \ text {( 0.5)} \ text {(110)} ^ 2 \ text {(1.4)} \ text {(0.0008)} \ $ = 6.8W

Donde he usado un valor nominal para \ $ R_ {\ text {ds}} \ $ (0.8 mOhms) y un multiplicador de 1.4 para \ $ T_j \ $ de 125C y el ciclo de trabajo (DC) de 50 %.

Puede hacer una estimación de la pérdida de conmutación (de cada uno de los FET principales) utilizando:

\ $ P _ {\ text {sw}} \ $ ~ \ $ \ frac {I_o f _ {\ text {sw}} V _ {\ text {in}} Q _ {\ text {sw}}} {I_g} \ $ Donde \ $ I_g \ $ = \ $ \ frac {V _ {\ text {gmax}} - V _ {\ text {pl}}} {R_g + R _ {\ text {driver}}} \ $ y \ $ V_ {\ text {pl}} \ $ es el voltaje de meseta de Miller.

Entonces, \ $ P _ {\ text {sw}} \ $ ~ \ $ \ frac {\ text {(110A)} \ text {(12V)} \ text {(30kHz)} \ text {(135nC) }} {\ text {0.94A}} \ $ = 5.7W

La pérdida de conmutación de puerta para cada FET sería:

\ $ P _ {\ text {gate}} \ $ = \ $ f _ {\ text {sw}} Q_g V _ {\ text {gmax}} \ $ = \ $ \ text {(12V)} \ text { (30kHz)} \ text {(175nC)} \ $ = 0.063W

La pérdida de FET óptima será cuando \ $ P _ {\ text {cond}} \ $ = \ $ P _ {\ text {sw}} \ $ + \ $ P _ {\ text {gate}} \ $. Entonces, este FET está bastante cerca de ser óptimo.

La forma más fácil de conducir los FET será usar un controlador H-bridge como un LM5104. Cualquiera que sea la unidad de compuerta que utilice, deberá ubicarse lo más cerca posible de los FET para minimizar la inductancia del circuito de la compuerta (\ $ L_g \ $). La resistencia del circuito de la puerta \ $ R_g \ $ + \ $ R _ {\ text {driver}} \ $ no deberá ser menor que \ $ \ sqrt {\ frac {L_g} {C _ {\ text {iss}}}} \ $ para evitar que suene la puerta.

Cuando se ponen en paralelo los FET, asegúrese de que cada uno tenga su propia resistencia de compuerta.

Una cosa más en que pensar

Tenga en cuenta que las fuentes de alimentación de conmutación muestran una impedancia de entrada negativa. Esto significa que si la impedancia de entrada del puente completo es menor que la impedancia de salida de la fuente de alimentación de entrada, el sistema oscilará. 330A desde 12V es de 36 mOhms. Por lo tanto, la fuente de alimentación de entrada, incluido cualquier filtro de entrada que pueda tener, necesitará una impedancia de salida de aproximadamente 18 mOhms para evitar la oscilación.

  

¿Qué debo hacer para conducir mis FET aún más rápido?

He leído las respuestas, pero no creo que nadie haya dicho que el voltaje de la compuerta está a unos pocos voltios por debajo del voltaje de la fuente. Esto significa que puede descargar la compuerta completamente en un tiempo más rápido y durante el período en que esos FET no están disponibles. puede devolver el voltaje de la compuerta (en un tiempo relativo) al voltaje de la fuente (o incluso un poco más alto) listo para el siguiente ataque.

Los FET de lado alto: estos son seguidores de origen y supongo que es porque no puedes encontrar un canal P que haga el trabajo. Se debe tener un poco más de cuidado al conducir esto porque la fuente está siguiendo la salida. Estaría tentado de usar un transformador para proporcionar un suministro aislado para esos controladores FET y usar un transformador realmente rápido para transferir la señal del variador hasta ese circuito. Una vez más, creo que es necesario tomar la puerta negativa cuando se apaga.

A continuación se muestra un resumen de cómo conduciría a los seguidores de origen con solo un transformador de unidad, aunque creo que necesitará un transformador de potencia y un controlador, así como solo el transformador de unidad: -

  

¿Cómo me aseguro de que mi fuente (una batería de ácido de plomo de 12V) pueda   manejar picos actuales hasta 10A?

¿Cómo manejará esta fuente el 330A es mi pregunta? Los picos actuales se resuelven con capacitores de muy alta calidad cercanos a los FET y con buenas prácticas de diseño.

¡Buena suerte con esto y no te preocupes por quemarte los dedos!

Lo que te deja aquí abajo es la velocidad del tiempo de subida (Tr) de la AUIRF1324S-7P, que es una gran cantidad de 240 ns.

Puedo pensar que un MOSFET que está en un paquete que puede manejar 240A, está limitado a un silicio de 1000A, por lo que cualquier tiempo de conmutación de 5 ns donde un FET esté activado antes de que otro no dañe la unión. Se vende por menos de $ 5 cada uno, pero supera el AUIRF 5 veces en todas las mediciones de velocidad. Solo necesitarías dos juntos para producir 500A.

Debería verificar los gráficos de la fuente de la corriente de la compuerta real para los controladores porque algunos de los promedios clasificados en 2.5A en los folletos tienen un puntaje máximo de 3.8A en Vgs max

Muchos de los controladores clasificados para 2A solo administraban un máximo de 1.96A en Vgs max