El convertidor reductor TPS57160-Q1 de TI da salida a una tensión de diente de sierra a altos voltajes de entrada

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Descargo de responsabilidad: he publicado esta pregunta en la comunidad E2E de Texas Instruments antes ( Aquí ), pero aún no he encontrado una solución a mi problema. Mientras tanto, tampoco he encontrado ninguna manera de avanzar en este problema por mi cuenta. Espero que esta publicación cruzada entre los sitios de StackExchange y los sitios que no son SE no sea un problema.

Hola,

Estoy trabajando con un convertidor reductor de Texas Instruments TPS57160-Q1 . La tensión de entrada posible se encuentra entre 20V y 41V y se supone que la tensión de salida es de 5V (relativamente) estable. Elegí todos los componentes de acuerdo con la hoja de datos .

Lo que pasa es que ahora estoy experimentando problemas bajo carga con altos voltajes de entrada. Mientras la tensión de entrada permanezca por debajo de 25-30 V, todo está bien. Pero cuando incremento el voltaje de entrada a valores por encima de 25-30 V, la salida parece volverse inestable, especialmente bajo carga. Con una carga de 50 mA y una tensión de entrada de 36 V, la tensión de salida a veces incluso cambia entre 4 V y 6 V, cuando en realidad debería ser de 5 V.

Configuración del convertidor Buck:

  • Vin: 25V-41V
  • Vout: 5V
  • Iout (max): 900mA
  • Frecuencia de conmutación 950kHz

El esquema:

Encuantoaloscomponentes,todosloscapacitoressoncapacitorescerámicos(multicapa),elcapacitordeentradatieneunvoltajenominalde100V,elcapacitordesalidatieneunvalornominalde10V.

EldiseñodePCB:

Aquí,elscopemetertraza,desafortunadamentenotuveaccesoaunosciloscopioregularesedía:(Deizquierdaaderecha:Vin,Vout(cargade10mA),Vout(cargade250mA),pindePH(pindeconmutación))

Cosasqueheprobadohastaahora:

  • Secambiólafrecuenciadeconmutacióna400kHz
  • Seutilizóuncapacitordeentradamásgrande(electrolíticoenparalelo)
  • Seutilizóuncapacitordesalidamásgrande
  • CambióloscomponentesdecompensacióndefrecuenciaconectadosalpinCOMPaunacombinaciónmás"robusta" (Según el diseñador de webench de TI: R3 = 130k, C3 = 470p, C2 = 4.3p)

Ninguna de estas cosas hizo una gran diferencia. El voltaje de salida definitivamente cambió, pero aún no era lo suficientemente estable.

Aquí están los gráficos en la configuración modificada (como se describe anteriormente: límite de entrada más grande, frecuencia de conmutación de 400 kHz, componentes "robustos" de pines comp) De izquierda a derecha: Vin, Vout (carga de 10 mA), Vout (carga de 250 mA), pin PHp

Ahora que he intentado variar casi todos los componentes, creo que el culpable puede ser el diseño de PCB y la colocación de los capacitores de entrada y salida. Quizás alguien de ustedes con más experiencia en el cambio de reguladores de voltaje pueda aclarar este problema. Si el problema es realmente el diseño de la PCB, ¿hay alguna manera de que pueda probar / simular si el cambio de las distancias entre los componentes hará una diferencia drástica sin obtener otra placa fabricada?

    
pregunta fscheidl

2 respuestas

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Este es un controlador modo actual y, por lo tanto, el cero de salida es importante.

El polo de salida varía con la carga; es decir, es \ $ \ frac {1} {2 \ pi R C_o} \ $; como R = \ $ \ frac {V_o} {I_o} \ $, entonces el polo de salida se convierte en \ $ \ frac {I_o} {2 \ pi V_o C_o} \ $.

Este es un punto importante para este tipo de controlador.

El cero de salida se fija en \ $ \ frac {1} {2 \ pi ESR_o C_o} \ $

Normalmente usamos la salida cero para obtener un aumento de fase a 0dB, pero un capacitor cerámico de 47 \ $ \ mu \ $ F tiene una ESR típica de unos pocos m \ $ \ Omega \ $, y la salida cero es demasiado lejos en el rango de frecuencia para ayudar, por lo que necesitamos agregar un cero para darnos un impulso de fase.

En esta situación, normalmente agrego un pequeño condensador Cp a través de R6. Lo dimensionaría para que alcance 45 grados en \ $ \ frac {F_o} {10} \ $ donde \ $ F_o \ $ es la frecuencia de cruce de bucle.

El cero formado está en \ $ F_z = \ frac {1} {2 \ pi C_p R6} \ $

Para este caso \ $ Cp = \ frac {1} {2 \ pi 0.1F_o R6} \ $; Encuentro que un condensador de 100pF es un buen punto de partida en general.

Lo que estás viendo es casi definitivamente inestabilidad de bucle; tenga en cuenta que a medida que aumenta \ $ V_i \ $, el ciclo de trabajo disminuye, generando diferentes artefactos de frecuencia en el bucle de control, por lo que es perfectamente posible que una mezcla de cargas variables y cambios de Vin a Vout estén causando inestabilidad.

Se puede encontrar una mirada en profundidad de una arquitectura particular (pero ampliamente aplicable a los controladores de modo actuales) aquí

Observo que la hoja de datos del controlador indica que el uso de capacitores cerámicos está bien, pero siempre agrego una posición para este capacitor (Cp) como un ítem de 'salir de la cárcel' para el Los caprichos de los problemas inducidos por el diseño.

Tenga en cuenta que para un controlador de modo actual, la frecuencia de cruce del bucle puede variar con la carga, lo que hace que resolver estas cosas no sea trivial.

[Actualización]

Acabo de notar que el condensador de ajuste del polo en el pin de compensación es de 4.3pF; esto puede fácilmente ser mucho más grande simplemente debido a la capacitancia de la pista (1.1 pF por pulgada en 0.004 "pistas con 0.004" al plano) u otros efectos de diseño y podría fácilmente tener una capacitancia efectiva mucho más alta, cambiando así la respuesta de frecuencia de la red de compensación. / p>

En general, si un diseño requiere un < Condensador de 10pF, se debe tener mucho cuidado en el diseño.

    
respondido por el Peter Smith
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Su capacitor de arranque suave es demasiado pequeño. Con un alto voltaje de entrada, su DCDC se sobrepasa rápidamente, luego se reinicia y se sobrepasa nuevamente. Utilice 1uF.

    
respondido por el Gregory Kornblum