¿Cuál es la forma más fácil de reducir la corriente de reposo en un amplificador de potencia AB?

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Estoy tratando de diseñar un amplificador push-pull para una carga de 4 ohmios, funciona con una fuente de 48 V.

Este es el último diseño que hice:

(La entrada y la salida están en esos dos condensadores y los potenciómetros se utilizan para establecer el punto de salida de CC y la tensión de polarización de empuje y arrastre)

Para tener menos distorsión de cruce, siempre termino teniendo voltajes del orden de 0,6 V aplicados constantemente a las resistencias del emisor (en la práctica, porque en las simulaciones todo es más fácil).

El problema es: una vez que mi carga es de 4 ohmios, no puedo colocar resistencias de emisores mayores, o tendrá demasiadas pérdidas. Pero con dos resistencias de 0.2 ohmios, termina teniendo una corriente de reposo de 1 ~ 1.5 A, lo cual es muy bueno.

Ni siquiera estoy seguro de que, de esta manera, las resistencias del emisor puedan evitar el desbordamiento térmico, porque se calentarán rápidamente.

El transistor en ese multiplicador VBE se instalará entre los otros dos en el disipador de calor, pero no sé qué tan rápido se escapará.

Siendo que hay muchos amplificadores de potencia de Clase AB que funcionan con tales cargas y rangos de voltaje y no tienen una corriente de reposo así.

¿Qué me estoy perdiendo?

    
pregunta user2934303

2 respuestas

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Parece un buen diseño, pero veo dos problemas. Una es que la corriente de inactividad típica para un amplificador de audio es de 50 mA desde el emisor hasta el emisor. Una vez que se calientan, vuelve a ajustar la resistencia de polarización para volver a un nivel estable de 50 mA. Eso es suficiente corriente inactiva para tener una distorsión baja, inferior al .01%. Por cierto, eso sería 50 mA por cada par de transistores de salida, por lo que puede imaginar la corriente de inactividad de un amplificador de 1.500 vatios con diez pares de salida.

Las resistencias del emisor de salida varían de .15 ohm a .47 ohm, siendo .33 un valor común. 0.33 ohmios crea una caída de .65 voltios a 2 amperios de corriente, suficiente para disparar los limitadores de corriente NPN y PNP. Pueden causar clipping a un volumen alto, pero protegerán los transistores de salida de corrientes excesivas.

Observe cualquier diseño de amplificador operacional (LM324) y verá los limitadores actuales en su lugar e inserte el suyo en consecuencia. 0.33 ohmios lo limita a 2 amperios o aproximadamente 70 vatios RMS. 0.15 ohmios duplica la corriente a 4 amperios. Ponga dos .15 ohms en paralelo si realmente cree que esto puede manejar diez amperios. No exceda el 50% del valor máximo de amplificador de los transistores.

El segundo problema que veo es que existe una posibilidad de sobretensión en el pin de entrada IC (+). Es alimentado por 12 voltios, pero si ese potenciómetro de 47 K se establece en alto, pondrá más de 12 voltios en el IC, lo que lo destruiría. NO PUEDES tener una entrada con un voltaje más alto que el pin de alimentación, o más negativo que tierra.

Cualquier cosa es posible, pero necesitas un disipador de calor para esos transistores con un disipador de calor robusto y tal vez un ventilador de enfriamiento si vas a empujar las cosas. La caída de .65 voltios es para transistores NPN genéricos (2N3904) y PNP (2N3906) adicionales, que acortan la base de los transistores de salida a la línea de salida común. También 10 nF puede ser un poco alto para un bucle de retroalimentación. Normalmente son 22 pF o menos.

Pruebe y vea si el potenciómetro de 47 K se puede atar al riel de 12 voltios, evitando así la posibilidad de volar el IC.

    
respondido por el Sparky256
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Verifique el voltaje en su control de voltaje inactivo. (4700 ohm + TIP142) Vce, incluso en saturación, es probablemente demasiado grande. También nunca he visto un Darlington usado allí.

Por cierto, las referencias al esquema son más fáciles si numeras los componentes.

    
respondido por el Oldfart

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