Oscilación del amplificador push-pull

Lo primero que observo es que no ha usado condensadores de desacoplamiento en los rieles de alimentación de su amplificador operacional y esto puede suceder; El riel de alimentación cae cíclicamente con la señal de salida debido a la corriente de carga y esto hace que el riel de alimentación TL082 se tambalee hacia arriba y hacia abajo. Esa oscilación, inevitablemente, encuentra la manera de agregar (constructivamente) a la señal que desea amplificar. Esto puede causar fuertes oscilaciones de timbre y espurias y eso es lo que creo que es la causa.

La capacidad de un amplificador operacional para evitar esto se llama PSRR (proporción de rechazo de la fuente de alimentación).

He aquí por qué no creo que sea el desplazamiento de fase adicional causado por la característica de baja frecuencia de los transistores de salida. A continuación se muestra la ganancia de bucle abierto TL082 y la respuesta de fase y he superpuesto líneas rojas y azules para mostrar lo que creo que sucede cuando los transistores de salida modifican la ganancia de bucle: -

A aproximadamente 200 kHz, la fase (roja) comienza a modificarse y se reducirá a 180 grados a una frecuencia más baja que la del amplificador operacional por sí solo. Pero la ganancia (azul) también se reducirá y, como debería poder ver, todavía debería haber un margen de fase significativo para evitar la oscilación. Otra pista es que la oscilación parece ser más grande en los picos de la forma de onda.

Esto apunta a problemas de PSRR. Solución: use desacopladores directamente en los rieles de alimentación para el op-amp y, antes de esos desacopladores, inserte resistencias de 10 ohmios de serie en las alimentaciones a los rieles de potencia del op-amp para formar un filtro de rechazo decente a altas frecuencias.

La cifra de PSRR de aproximadamente 80 dB en la hoja de datos (la llamada \ $ k_ {SVR} \ $) oculta el hecho de que probablemente solo esté a 50 o 60 Hz. Los amplificadores operacionales modernos generalmente muestran una gráfica y, a más de 100 kHz, la cifra de PSRR será muy pobre para el TL082.

  

Desafortunadamente, se produjo un efecto de oscilación de alta frecuencia debido a una fuerte retroalimentación negativa:

el opamp que usaste puede no ser estable en ganancia de unidad. Los transistores de salida podrían ser demasiado lentos. ...

  

3. Cómo calcular el filtro (la frecuencia de corte y garantizar la ganancia unitaria en la banda de paso).
  

piense en el condensador como una resistencia variable cuya resistencia depende de la frecuencia. Establezca su ganancia de modo que el margen de fase sea suficiente en la ganancia unitaria.

Consulte el criterio de estabilidad de Nyquist: a la frecuencia en la que la ganancia del bucle alcanza 0dB, todo el desplazamiento de fase del bucle debe ser inferior a 180 °. Y un margen sustancial de 45 ° es muy deseable, por lo que en la práctica no debe exceder los 135 °.

Su problema es que la etapa de salida es más lenta que la opamp, por lo que introduce demasiado desplazamiento de fase en el ciclo de retroalimentación. Además, este opamp en particular tiene una etapa de salida débil, incapaz de generar mucha corriente o manejar la carga difícil que presenta una etapa de salida de clase AB. Además, su velocidad de respuesta es baja, por lo que puede esperar problemas en el cruce.

Una solución rápida sería:

• Agregue un límite entre la salida del opamp y la entrada "-" para proporcionar comentarios locales en HF
• Aísle el opamp de la etapa de salida colocando una resistencia en la salida (después de la tapa) y otra resistencia en la entrada "-".

Me gusta en este esquema (verifique C3):

(notequeestaetapadesalidaesdiferentealasuya,enrealidadesunsimpleamplificadorderealimentacióndecorrienteconganancia).

SiprocesaseñalesdeCC,funcionará.Ahora,paraunamenordistorsiónenlasseñalesdeCA,usaríaunaetapadesalidadeamplificadordeaudioreal,contransistoresdiscretosenlugardedarlington,yunopampconunpocomásdecapacidaddecorrientedesalidaqueTL072.

Siseajustaalasespecificaciones,esmuchomássencilloutilizarunamplificadoroperacionaldepotenciaintegradocomoLM1875oLM3886,estossoninfalibles,económicos,funcionanmuybienytambiénobtienesproteccióncontracortocircuitosdesalida.

JLHEdit

Estenoesmaloporsuantigüedadysimplicidad,sinembargo...

Usteddicequees"retroalimentación actual", bueno, sí, pero los beneficios de la retroalimentación actual (es decir, la velocidad) están ahí solo cuando la salida se apaga. y Tr3 puede conducir con fuerza, empujando la corriente de base hacia Tr1. Sin embargo, si intenta desplazarse en la otra dirección, Tr4 se queda sin corriente de polarización y se apaga. Tr3 también se apaga.

Y luego tendrás que esperar aproximadamente ... para siempre a que la carga almacenada en la base de Tr1 fluya hacia afuera a través de R7, que solo saca unos 300 µA ridículamente bajos.

Espere una cantidad generosa de rieles pegados al recorte, conducción cruzada al salir del recorte, y esto solo puede ejecutarse en la clase A ya que el amplificador no puede apagar Tr1 lo suficientemente rápido como para atravesar el cruce sin grandes cantidades de distorsión.

Además, ¿cómo se establece el sesgo?

Chicos, seamos honestos. Fue bueno para su época, pero ahora es una chatarra obsoleta (a menos que solo haga diente de sierra con los bordes rápidos bajando ...); LM3886 superaría esto de manera prácticamente mensurable (y probablemente también en sonido).

Ejecuta una simulación si quieres divertirte. Hace un tiempo que simulé una variante MOSFET, era bastante rápido, pero tuve que usar un pulldown de 30 mA en las puertas ... y aún tenía conductividad cruzada en el recorte. Hubiera tenido que agregar controladores, entonces es tan complejo como otro amplificador. Ni siquiera se molestó en construirlo. Hay esquemas mucho mejores.