¿Qué está causando la oscilación en el bucle de realimentación de un SMPS?

La solución a este problema que tuve, es una combinación de ambas respuestas de Dave Tweed y Madmanguruman. Gracias chicos.

He reemplazado el comparador LM393 por un LM358 que tiene casi el mismo precio, al menos en Digi-Key. $ 0.0797 para LM358 y $0.0756 para LM393, ambas en 100 cantidades.

También agregué algo de retroalimentación negativa con un capacitor, por lo que la salida aumentará lo suficientemente lentamente, permitiendo que TPS5430 controlar la regulación de la pelota. Ah, y no olvidemos que he cambiado los pines de entrada.

Los resultados de las pruebas son excelentes. He intentado subir la carga, no hay problemas. También acorté la salida o apliqué muy poca resistencia (menos de la mitad de un ohmio) y, de nuevo, no hay problema.

Para una carga de 5 ohmios a 1A, la eficiencia es aproximadamente del 91%. Para una corriente de 2A en la misma carga, la eficiencia es del 90%. El ruido de salida es de unos 60 mV pico a pico. Estoy bastante contento con los resultados. Mi objetivo ahora es agregar algún mecanismo de regulación de voltaje para poder implementar la carga de Li-Ion. Aquí está el último esquema:

Fundamentalmente, tienes manera demasiada ganancia en tu ciclo de retroalimentación, junto con suficiente cambio de fase para crear un oscilador de ~ 50 kHz muy bueno.

Primero, simplificaría el circuito eliminando el MOSFET Q1; en su lugar, consideraría cambiar las entradas del LM393 y usar su salida de colector abierto para impulsar el nodo Vref directamente. En segundo lugar, agregaría una cantidad significativa de retroalimentación negativa alrededor del LM393, junto con un condensador para eliminar la respuesta de frecuencia. Realmente no necesita una gran cantidad de ancho de banda en su circuito de control para un cargador de baterías, una batería no es una carga altamente dinámica.

Editar # 1, incorporando comentarios:

Entiendo que hay que limitar el cambio de voltaje en Vsense; para eso son R1 y R2 Estoy diciendo que elimine Q1 y R3 y conecte el LM393 a la unión de R1 y R2. Luego, debe intercambiar las entradas al LM393 para preservar la polaridad correcta de la retroalimentación.

Para retroalimentación negativa, simplemente conecte un condensador entre los pines 1 y 2 del LM393. Como el pin 2 ahora está conectado a su fuente de referencia, también necesitará un resistor entre C7 y el pin 2. Juntos, estos componentes eliminarán la respuesta de frecuencia del comparador. Comenzaría con valores como 10K y 100 nF, dando una frecuencia de esquina de aproximadamente 160 Hz. No sé si esto será suficiente para hacer que el sistema sea estable, pero al menos lo hace comenzar en la dirección correcta.

Editar # 1, pensamientos adicionales:

Demos un paso atrás por un momento. Si ignoramos PWM_Vset por el momento, lo que realmente se necesita es tomar los 200 mV que aparecen en la resistencia de detección y traducirlos a los 1.221 V que el regulador espera en su pin Vsense. Esto requiere un amplificador simple no inversor con una ganancia de un poco más de 6.

Basado en el nuevo circuito , sería un experimento interesante acortar C7 y reducir R3 a 51K (ganancia = 6.1) y ver si el regulador ahora es estable. Si es así, podemos pensar en maneras de hacer que el punto de ajuste sea ajustable.

Tu esquema de control me está desconcertando.

U3A es un LM393. Un comparador. La salida es de alta impedancia o tierra.

El TPS5430 está diseñado para tomar una tensión analógica en el pin 4 y usar una referencia interna de 1.221V y un amplificador de error interno para generar PWM. Tiene Vsense conectado a 2.5V, por lo que cuando Q1 está desactivado, el ciclo de trabajo irá a cero (referencia de detección >) y cuando está activado, alcanzará el máximo (referencia de detección < compensación.

Básicamente, estás manejando un pin analógico con una señal digital, esta es una manera difícil de hacer las cosas.

También tiene una histéresis cero en el comparador, por lo que la salida puede vibrar si las entradas están cercanas entre sí.

Su idea acerca de usar el DAC para hacer un voltaje de referencia, para controlar el voltaje de salida (y la corriente) es válida y correcta. Lo que realmente necesita es un controlador Buck que le dé acceso a la salida del amplificador de error interno, para que pueda reemplazar su circuito de comparación con un amplificador de error real (sin pasar por el interno) y tener el control de bucle cerrado con la compensación que necesite.

(Configura el controlador Buck para que el amplificador de error interno esté siempre alto, luego lo enlaza con su amplificador externo para que pueda bajar la señal y controlar el ciclo de trabajo).

EDITAR: Su solución revisada funcionará. Reemplazar el comparador con un amplificador de error de amplificador operacional para establecer el punto de operación externo es un buen compromiso. Básicamente, está alimentando un bucle (la compensación interna del dólar) con la salida de otro bucle (su amplificador de error externo), pero ese es el precio que paga usando uno de esos chips de control de pequeña inversión con retroalimentación integrada. Experimentaría con pasos de carga para ver si la salida tiene alguna tendencia oscilatoria, solo para asegurarme de que no haya posibilidad de inestabilidad.