¿Puedealguienexplicarporquélafrecuenciadecortedeldivisordevoltajedeberíasermuchomásbajaqueotraspartes?Noentendícómolaimpedanciaserámenor.Enmiopinión,setratadeunareddepasobajosilafrecuenciadecorteesbaja.Cómoserábajalaimpedancia.Estoyusandoestaconfiguraciónaquí:
Básicamente, ¿cómo me ayuda el segundo límite de valor de 100nf en este circuito?
C1 es una tapa de acoplamiento, C2 sirve para proporcionar la corriente de carga de alta frecuencia requerida por la fase de muestra ADC.
Por lo general, los ADC son una arquitectura de capacitor conmutado y extraen grandes pulsos de corriente de la entrada durante la fase de muestra. Usted quiere que la fuente sea de baja impedancia a la frecuencia de radio para adaptarse a esto, por lo tanto, la pequeña cerámica está justo al lado de los pines. >
Es posible que desee poner algunas decenas de ohmios de resistencia en serie con C1 para aislar el opamp de la carga impuesta por la tapa de 100 nF por razones de estabilidad (haría C2 más como 2.2 o más o menos, 100 n podría estar causando un montón de HF rolloff).
Observaría que es un circuito horrible por otras razones.
" Para los amplificadores acoplados a CC, R1 y R2 deben ser mucho más pequeños que cualquiera de los otros resistores a los que están conectados. "
Esta declaración involucra cosas conectadas al lado Uno de C1. Así que lea la hoja de datos de Atmel para que su CPU encuentre la resistencia de entrada y cualquier fuga o corrientes de polarización. Estas corrientes y cualquier resistencia de entrada afectarán el voltaje de polarización previsto de 2.5v generado por R3, R4 en su esquema (100k).
Ha aplicado incorrectamente C2 (100nF) en este circuito. Causará mucho dolor al amplificador operacional TL082, que verá una carga de baja impedancia a tierra para las señales de CA de alta frecuencia. Su inclusión original en la red de polarización fue para garantizar que las variaciones de suministro de 5 V no fueran vistas por el convertidor A a D de Uno. Para su aplicación, C2 debe ser eliminado. Pero asegúrese de que la fuente 5v de su Uno esté "limpia" (libre de señales de CA).
Otra advertencia: su amplificador operacional funciona con baterías de + 9 / -9v. Esto significa que la salida del amplificador operacional puede oscilar significativamente más que los +2.5 a -2.5v que puede aceptar el convertidor A a D de Uno. Debería tomar medidas para proteger su Uno del exceso de voltaje en esta entrada. Tiene una débil protección interna, pero el amplificador operacional puede sobrepasarlo. Considere agregar al menos un resistor en serie lo más grande posible (ciertamente, a menos de 10 K) para absorber cualquier sobretensión.
¿Puede alguien explicar por qué la frecuencia de corte del divisor de voltaje debería ser mucho más baja que otras partes?
Este método se usa para proporcionar un punto virtual cuando se alimenta a opamps con un solo suministro:
R1 y R2 forman un divisor de voltaje para proporcionar un voltaje de referencia (en la mayoría de los casos, V + / 2 para recorte simétrico) para opamp.
Recuerde el análisis de pequeña señal en los amplificadores BJT: el terminal de suministro va a "tierra real", ¿verdad? Aquí, de esta manera, el punto de tierra virtual debe ir a "tierra real" incluso a la frecuencia más baja . Es por eso que una gran capitalización (C1 aquí) se coloca sobre un terreno virtual y un terreno real:
Como puede ver, esta red tiene una frecuencia de corte de \ $ f_0 = 1 / (2 \ pi \ cdot [R1 || R2] \ cdot C1) \ $. Como se indicó anteriormente, este punto de tierra virtual debe estar en el potencial de tierra incluso en la frecuencia más baja. Por lo tanto, ya sea R1 y amp; R2 o C1 deberían ser lo suficientemente grandes.
Si usa más de una opamp con la misma configuración, no necesita proporcionar una base virtual (o un sesgo de referencia) para cada etapa. En su lugar, una sola red divisora con un gran límite (R1, R2 y C1) es suficiente.
Sobre el uso del condensador en la salida de opamps:
Creo que entendiste mal o aplicaste mal el concepto. Creo que no es necesario sesgar un pin A / D. Ya que configura el punto de CC en A0 en 2.5VDC, si la salida de la etapa anterior oscila por encima de 2.5VDC, esto puede dañar su Arduino. Si garantiza que la señal de entrada no será superior a 2.5VDC y su objetivo es medir el swing en una polarización de 2.5VDC, elimine C2 (100n). Es totalmente innecesario allí.
La polarización consiste en obtener los voltajes y las corrientes que desea. El acoplamiento consiste en obtener una señal de una etapa a la siguiente. La parte sobre R1 y R2 se trata de obtener el voltaje de polarización que desea. Si calcula un voltaje y luego lo conecta a un circuito que tiene valores similares de resistencia, el voltaje cambiará. Puede corregir esto utilizando resistencias de polarización más pequeñas. A veces le gustaría que este sesgo se vea como una fuente de voltaje. Para la parte de CA, se verá como una fuente de voltaje cuando la frecuencia sea más alta que el corte. Por lo tanto, elija la frecuencia de red de polarización inferior a la frecuencia más baja que desea amplificar, si desea que se vea como una fuente de voltaje. C1 en el esquema es un condensador de acoplamiento. Tiene la misma fórmula para el corte, pero le dice qué frecuencias pasarán a la siguiente etapa. en este caso, las frecuencias por encima de 0,32 Hz se pasarán también desde el amplificador a la entrada A0. El condensador C2 es un error del diseñador de circuitos. Dado que la impedancia de salida del opamp será de aproximadamente 0.2 Ohms, el condensador creará un filtro de paso bajo de 8 MHz no muy útil.
El hecho de que vea un esquema en la web no significa que el diseño esté bien pensado o tenga un propósito no especificado. Especialmente de Fritzing.org, los usuarios tienden a ser principiantes. Pero echemos un vistazo a las curvas de impedancia para tener una idea del diagrama de Bode. Sabemos que todos los amplificadores operacionales tienen un límite de corriente que define la impedancia de salida a media tensión. Esto resulta en un filtro de paso bajo. También en una respuesta de ganancia plana de 5x, el GBW reduce el ancho de banda al tiempo que reduce el Zout en DC y aumenta el Zout (f) debido a la falta de ganancia de bucle abierto.
La relación C de este transformador reactivo solo reduce el voltaje en un 1% como divisor, pero la impedancia general de la carga de la tapa de derivación es mucho menor que la carga de R normal de 4kohm min. Por lo tanto, esperamos un efecto de LPF a baja frecuencia en el sitio de BW = 3MHz / 5 de R Ratios.
En mi nomografía más abajo, inserto el Zout en la hoja de datos de 180 ohmios. Luego, anotó algunas asíntotas para mostrar que el punto de ruptura de LPF es ~ 100Hz con 10uF Esto hace que el Zout, en lugar de aumentar la frecuencia con menos retroalimentación, disminuya el Zout con tapas de derivación hacia adelante. Esto hace que la salida preste atención a cualquier acoplamiento de ondulación (no conducido) de SMPS con desvío por capacitancia o inductancia en la interfaz del cable al Arduino desde la fuente de alimentación.
Esencialmente, una fuerza bruta (pasiva) con filtro de paso bajo de baja Z (100 Hz) con Av = 5 y no es una solución muy elegante o de bajo consumo.
El subproducto de la salida a gran escala es la limitación de la corriente y el THD aumenta a medida que se reduce la retroalimentación mediante la adición de la relación interna del divisor de ESR y de la tapa de derivación, por lo tanto la distorsión de la corriente que tiende a ser alta desde los límites de corriente asimétricos o de empuje El voltaje será más redondeado en una polaridad. Así que todo en un todo, un mal diseño.