Diseño del amplificador del sensor de temperatura de la termopila (sin contacto)

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Estoy tratando de diseñar un circuito que amplifique un grupo de sensores de termopila ( datasheet) ) desde una lectura de mV a una lectura de V (ganancia de aprox. 100-1000) para una entrada de ADC de uC. Estos sensores tienen una resistencia típica de alrededor de 200k Ohms y un voltaje de salida de rango completo de -1mV a 5mV. Los sensores tienen un tiempo de respuesta de alrededor de 22 ms, y probablemente no necesitaré muestrearlos más rápido que 10 veces por segundo.

Ya que tengo unos pocos sensores (alrededor de 10), estoy pensando que la mejor manera de abordar esto es imitar los sensores (por ejemplo, a través de un mux estándar de 16 a 1 4067 CMOS), luego amplificar la señal.

Naturalmente, el bajo voltaje de entrada y la alta impedancia de los sensores parecen ser bastante molestos. Supongo que el mux CMOS generará principalmente ruido Johnson-Nyquist en el orden de como máximo microvoltios (< < mV), por lo que no será problemático.

Si ese es el caso, parece que un amplificador operacional de precisión (algo como LMP2011 o AD8538) me permitiría una baja corriente de polarización de entrada (disminuyendo el voltaje de la señal de entrada mínimamente) y un bajo voltaje de compensación de entrada (para sesgar mínimamente los resultados de salida ), que espero que funcione para la aplicación.

Esta opción parece ser popular en internet , pero me preguntaba si ustedes en EE.SE tendrían algunas sugerencias para otras formas de amplificar estas señales de bajo voltaje y alta resistencia.

PD: en un esfuerzo por hacer que esta pregunta sea útil para futuros lectores, he intentado proporcionarla de la forma más general posible, pero puedo proporcionar más detalles sobre mis requisitos / limitaciones de diseño si es necesario.

EDITAR: Amphenol no proporciona ninguna pista en la hoja de datos sobre cómo usar el sensor, pero tiene un circuito de ejemplo aquí debajo del PDF ubicado en" Aplicaciones del sensor IR de termopila "en la página 3. El circuito proporcionado es muy similar al mencionado más antiguo

    
pregunta inkyvoyd

2 respuestas

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Algunos opamps tienen una densidad de ruido de 1 nanovoltio / rootHertz (por lo tanto, un Rnoise interno de 62 ohmios). En el ancho de banda de 1Hz, tendrá un ruido ReferredToInput de 1nV rms desde esa fuente interna a opamp. Varias resistencias de ajuste de ganancia añaden su propio ruido KT Johnson al azar. En 10Hz BW, espere sqrt (10) = 3.16 más ruido RMS. En 100Hz BW, espere sqrt (100) = 10 veces más ruido RMS. Las luces ópticas de bajo ruido serán bipolares y requerirán algunas corrientes de polarización de entrada; Las luces CMOS también requieren corrientes de polarización de entrada, pero 10 ^ 6 o 10 ^ 8 niveles más pequeños al menos a temperatura ambiente.

Usé SCE para examinar la topología adecuada: 5 milivoltios, 50 ohm Rsource para el sensor; 1 nanovoltio / rtHz (62 ohm Rnoise) opamp con Gainset R de 101 ohmios y 10Kohm; 160 Ohm / 1uF {10Hz} discreto RC LowPassFilter; editó los parámetros de ADC para proporcionar una resolución de 18 bits para eliminar el tamaño de la Cuantificación.

¿Resultado? 13.5 bits ENOB, establecido por los errores aleatorios; ver abajo a la izquierda de la captura de pantalla.

    
respondido por el analogsystemsrf
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Dado que el diseño fue razonablemente exitoso (para un proyecto de graduación de estudiantes de último año), para otros que miren aquí es lo que acabé haciendo:

Cadena de señal: ztp101 sensor- > ADG706 mux- > precisión buffer- > LMP91050 amplificador de ganancia programable

El amplificador de ganancia programable presentó 2 etapas de ganancia con una parte de filtro de intersticio. Para el filtro, elegimos un filtro simple de paso bajo de primer orden con corte en decenas de Hz (ya que nuestros sensores tenían una latencia de 22 ms).

La mayoría del trabajo fue realizado por el amplificador de ganancia programable específico de la aplicación de TI (NDIR); Aproximadamente seguimos el diseño de referencia. El proyecto funcionó bien para identificar el sensor con la lectura máxima, aunque tuvo dificultades con las lecturas relativas, probablemente debido a los errores de compensación que causaron que el amplificador se enrollara (el PGA presenta corrección de errores de compensación de entrada, pero nos estaba dando algunos problemas). Francamente, dado el costo del chip PGA, parece que habríamos obtenido mejores resultados con la preamplificación de la señal cerca de la fuente con amplificadores de precisión, pasándolos a través del mux y amplificando una segunda vez para el ADC.

Tuvimos una tasa de votación de ca. 10Hz, fue notable que el exceso de muestreo del ADC del microcontrolador daría como resultado cifras erróneas debido a la carga residual en el condensador del filtro de paso bajo.

    
respondido por el inkyvoyd

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