¿Los valores de resistencia utilizados para los circuitos opamp provienen de las ecuaciones?

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Tengo el siguiente circuito:

UtilicéelLM741comoelopamp.Laresistenciadeentradaes\$2\cdot10^6\space\Omega\$,laresistenciadesalidaes\$75\space\Omega\$ylagananciadevoltajees\$2\cdot10^5\$.

  

Pregunta:Elijovaloresparalasresistencias\$R_{in}\$y\$R_f\$queestánentre\$10\spacek\Omega\$y\$100\spacek\Omega\$.Pero,¿cómosesigueeserangoapartirdelasecuacionesderesistenciadeentradaydesalida?

Mitrabajo:de esta página (diapositivas 31 / 32/33) Encontré que las ecuaciones son:

  • $$ R_ {entrada} \ approx R_ {in} + \ frac {R_f + 75} {1 + 2 \ cdot10 ^ 5} \ to \ infty_ {ideal} \ tag1 $$
  • $$ R_ {output} \ approx \ frac {75} {2 \ cdot10 ^ 5} \ cdot \ frac {R_ {in} + R_f} {R_ {in}} \ to0_ {ideal} \ tag2 $$
  

Ahora, no veo cómo siguen los valores.

    
pregunta Looper

2 respuestas

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Un amplificador operacional ideal tiene una impedancia de entrada infinita, cero fugas y corrientes de fugas parasitarias, y una impedancia de salida cero. Por lo tanto, en este caso, CUALQUIER resistencia es buena, matemáticamente.

Los amplificadores reales tienen una impedancia de salida finita (~ 30 Ohms y hasta 1k), y una impedancia de entrada notable (hasta 300k para diseños antiguos como LM741). Para obtener la funcionalidad aproximada de OA en el mejor grado posible, las resistencias deben ser mucho más grandes que la impedancia de salida, pero mucho más pequeñas que la impedancia de entrada. Esto te da algunas opciones para hacer. A veces la elección es estrecha, como en el caso de su tarea, entre 10k y 100k.

    
respondido por el Ale..chenski
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Bienvenido al mundo de la síntesis de circuitos.

Supongamos que desea un sistema de 20 bits, con + -5 voltios en el ADC. Los resistores tienen coeficientes de temperatura de 5 PPM (tal vez estos sean resistores de película de metal Vishay). Las resistencias, más las trazas de PCB y el dieléctrico PCB FR-4 y los diversos planos VDD y GND y el chasis metálico de la caja de protección, proporcionan una resistencia térmica de 100 grados centígrados por vatio. La constante de tiempo térmica de la resistencia es de 11 milisegundos; La constante de tiempo PCB es de varios segundos. ¿Podemos lograr 20 bits SINAD (señal a ruido + distorsión)? ¿Podemos mantener la no linealidad por debajo de 1 bit? ¿Podemos mantener el autocalentamiento de las resistencias por debajo de 1 bit, o 1PPM?

Para 1PPM, necesitamos calefaccion de centímetro de 0.2 grados. A 100 grados C por vatio, y solo presupuestamos 0.2 grados, solo podemos disipar 2 milivatios en las resistencias.

Con 5 voltios a través de las resistencias, ¿qué valor se requiere?

P = V ^ 2 / R; R = V ^ 2 / P = 5 * 5 / 0.002 = 25 * 500 = 12,500 ohmios.

Ahora ................ ¿puede alcanzar el piso de ruido de Johnson necesario para 20 bits?

1K ohmio en ancho de banda de 1 Hz es 4 nanoVolts RMS; en ancho de banda de 1MHz, espere 4 microVolts.

Esa resistencia de 12,500 ohmios generará sqrt (12,500 / 1,000) = sqrt (12.5) ~~ 3.5X más ruido,

o 4uV * 3.5 = 14 uVolts RMS.

Sin embargo, ¿cuál es el presupuesto de ruido aleatorio para un sistema de 20 bits, con una escala completa de 5 voltios?

5uV RMS?

Por lo tanto, estamos encajonados entre la no linealidad del calentamiento térmico y el piso de ruido aleatorio.

    
respondido por el analogsystemsrf

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