Derivar la función de transferencia para el efecto de \ $ f_T \ $ en el amplificador BJT CE

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Estoy trabajando para caracterizar la etapa de potencia basada en NPN de potencia en DC Lab Power Suministro que estoy diseñando.

Obtuve una realmente útil responder de gsills a una pregunta previa que hice sobre ese tema; ahora solo estoy tratando de seguirlo paso a paso para poder obtener los resultados por mí mismo, para que pueda Aplicar el mismo razonamiento a otros posibles dispositivos de paso. Además, es una buena oportunidad para que yo solidifique mi comprensión del análisis de pequeña señal BJT.

El lugar donde estoy teniendo problemas es en derivar la función de transferencia para el Modelo de pequeña señal de emisor común (CE) para determinar la ubicación del polo debido a la frecuencia de transición (\ $ f_T \ $) del dispositivo de paso. De la respuesta de gsills:

  

¿Qué pasa con los polos? Primero veamos el polo causado por \ $ \ beta \ $   Rolloff a \ $ f_T \ $. En el modelo, eliminar todos los condensadores y escribir.   La función de transferencia. Es un poco grande, pero solo hay un polo, que   después de resolver la raíz, se obtiene la frecuencia de polos para \ $ \ beta \ $ rolloff.

     

$$ f_ {p- \ beta} = \ frac {f_T \ left (r_b + (\ beta +1) \ left (r_e + R_E \ right) + R_4 \ right)} {\ beta \ left (r_b + r_e + R_4 + R_E \ right)} $$

Aquí hay un modelo rediseñado de señal pequeña con todos los condensadores retirados (también Cambié \ $ R_4 \ $ al quizás más convencional \ $ R_s \ $:

Supongo que donde estoy luchando es que no hay condensadores para traer un \ $ 1 / sC \ $ elemento, así que no veo cómo terminar con algo donde la frecuencia es un factor. Soy amable si imagino que hay algún tipo de expresión \ $ \ beta (s) \ $ que se sustituye, pero realmente no puedo discernir un enfoque que parece me llevará allí. Observo que \ $ f_ {p \ beta} \ $ es proporcional a \ $ f_T / \ beta \ $, el mejor polo de reducción de beta del caso, y también que el resto del numerador coincide exactamente con el denominador de la ganancia de CD de el modelo. Pero eso es todo lo que tengo.

¿Cómo puedo llegar desde aquí a una expresión \ $ f_ {p \ beta} \ $ como la de gsills? proporcionado?

    
pregunta scanny

1 respuesta

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\ $ \ beta \ $ es función de frecuencia; así como la temperatura, \ $ I_c \ $ y \ $ V _ {\ text {ce}} \ $. Una expresión de Laplace para \ $ \ beta \ $ sería:

\ $ \ beta (s) \ $ = \ $ \ frac {\ beta} {\ frac {s \ beta} {2 \ pi f_T} +1} \ $

En el desarrollo de la pregunta anterior vinculada, eso ya está incluido en las ecuaciones.

El voltaje del colector para el circuito es:

\ $ V_c \ $ = \ $ - \ frac {2 \ pi \ beta f_T V _ {\ text {in}} R _ {\ text {load}}} {2 \ pi f_T \ left (r_b + (\ beta +1) \ left (r_e + R_e \ right) + R_s \ right) + s \ beta \ left (r_b + r_e + R_s + R_e \ right)} \ $

Esto incluye tanto el término de ganancia \ $ A_o \ $ como el término de frecuencia de polo \ $ \ beta \ $. Por supuesto, después de dividir por \ $ V _ {\ text {in}} \ $, la función de transferencia permanece. Creo que dejé ese paso antes, pero todo es análisis nodal y álgebra.

El modelo T del BJT se utiliza aquí. El modelo T parece coincidir mejor con el tipo de datos admitidos en las hojas de datos que el Hybrid-Pi. Sin embargo, al modelo T se agrega \ $ r_b \ $, que no es estándar, pero se vuelve importante a frecuencias más altas. Por lo general, en una hoja de datos, encontrará \ $ \ beta \ $, \ $ f_T \ $, y (quizás) \ $ C _ {\ text {ob}} \ $ (que es casi \ $ C _ {\ text {cb PS Todos estos mapean directamente en el modelo T. Si se usa el modelo Hybrid-Pi, hay más trabajo que hacer para obtener de \ $ \ beta \ $ a \ $ g_m \ $.

Parece que tengo una visión opuesta de la simulación que Andy. Obtener los resultados de la simulación de SPICE o cualquier otro simulador numérico puede llevar a una aceptación demasiado fácil de los resultados y modelos. Se obtiene una respuesta, pero las causas y los fundamentos del comportamiento se pueden ocultar. Es demasiado fácil pensar que algo se sabe cuando no lo es. Las tendencias son difíciles de detectar.

El uso de un modelo analítico simple deja más claro dónde vale la pena el modelo y dónde no lo es. Con el modelo analítico puedes ver cómo interactúan los parámetros. Agregue parámetros una vez, vea qué ortogonales son. Descubre qué domina en qué regiones de interés. Es una forma efectiva de aprender los fundamentos y cómo diseñar. Es muy difícil hacer esto con un modelo numérico como SPICE.

Aún así, SPICE puede ser una herramienta útil. Alguien que lo use debería llegar a entenderlo realmente. Aquí hay una guía para el uso de SPICE:

  • Haga circuitos de prueba para medir los parámetros del modelo de la pieza, para compararlos con la hoja de datos. Esto sería solo para los modelos de pieza, y no incluye ningún circuito en el que esté interesado. Especialmente haga esto si es un modelo enlatado de un fabricante. Haga esto constantemente, y creo que se sorprenderá de lo que encuentre.

  • Lea "Modelado de dispositivos semiconductores" de Massobrio y Antognetti, y téngalo a mano cuando use SPICE.

  • Maximice el análisis de CA. Minimizar el análisis transitorio. El modelado rápido y el pensamiento de CA funcionarán mejor que los modelos basados en transitorios lentos la mayor parte del tiempo.

  • Análisis de transitorios. A veces tienes que usarlo, pero ten cuidado porque sus errores son muchos y sutiles.

respondido por el gsills

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