Calcular la corriente necesaria para conducir un N-MOSFET

(TL; DR: Está mezclando propiedades de señal pequeña con propiedades de señal grande).

En el 'muro de texto' a continuación explicaré un poco cómo funciona el cambio de un MOSFET. Esto debería ser suficiente para que usted entienda cómo interpretar correctamente la hoja de datos.
Si después de leer esto quedan algunas preguntas más específicas, no dude en preguntar.

Además, como un aparte: cualquier pequeño libro sobre fuentes de alimentación de modo conmutado donde se aplican MOSFET explicará esto con más o menos detalle, pero qué diablos, aquí vamos. :)

Bien, hay dos cosas que deben considerarse aquí:
1) ¿Qué es exactamente la capacitancia "Miller" ,
2) Cuáles son las condiciones bajo las cuales la hoja de datos da sus valores.

La capacitancia de Miller no es una capacitancia física como en una propiedad física del MOSFET. Solo representa la corriente (carga) que fluirá desde la compuerta al drenaje si cambia el voltaje de la compuerta a la fuente. Este cambio en el voltaje de la puerta a la fuente provoca una corriente capacitiva a través de \ $ C_ {gd} \ $ como en \ $ I = C \ frac {dV} {dt} \ $.

Tenga en cuenta que el circuito al que se refiere la hoja de datos es la configuración common source .
En un circuito de colector común , el cambio en \ $ U_ {GD} \ $ dependerá de la corriente de drenaje y la impedancia El MOSFET ve en su origen. La mayoría de los cambios en \ $ V_ {gd} \ $ son mucho más pequeños que en un circuito fuente común, y como resultado, la corriente a través de la capacitancia de Miller también es mucho más pequeña.

Además, debe tener en cuenta que \ $ Q_g, Q_ {gs} \ $ y \ $ Q_ {gd} \ $ son 'valores de señal grandes' listados para un circuito fuente común con una resistencia de drenaje de aproximadamente \ $ 80 V / 16 A \ approx 5 \ Omega \ $ conectado a una fuente de alimentación \ $ 80 V \ $ mientras se aplica un voltaje de paso de \ $ 10 V \ $ (probablemente a través de una resistencia) a la puerta.

Como puede ver en el gráfico \ $ V_ {GS} -Q_G \ $, esto resulta en un cargo suministrado a la puerta de (aproximadamente) \ $ 71 nC \ $.
Ahora, ¿por qué no solo \ $ C_ {iss} * V_ {GS} = 1.960 nF * 10V = 19.6nC \ $?

Cree una imagen mental de lo que sucede cuando \ $ Q_G \ $ aumenta de \ $ 0 nC \ $ a \ $ 71 nC \ $ y el voltaje de la puerta aumenta a, sí, \ $ 15V \ $. (Creo que hay un error en la hoja que indica \ $ V_ {GS} = 10V \ $ cuando \ $ I_D = 16A \ $ at \ $ V_ {DS} = 80V \ $ mientras que en realidad \ $ V_ {GS } \ $ tiene que aumentar a \ $ 15V \ $ para alcanzar este cargo de puerta bajo estas condiciones.)

Desde \ $ 0nC-8.5nC \ $ el MOSFET está cerrado, \ $ V_ {DS} \ $ permanece \ $ 80V \ $ y no hay ninguna corriente. Esto es bastante insignificante, excepto desde un punto de vista del circuito del conductor, parte de la curva, pero podemos calcular una capacitancia de puerta a drenaje a partir de esta aproximadamente \ $ \ frac {8.5nC} {4V} = 2.1 nF \ $ (que es aproximadamente \ $ 1960pF \ $).

Desde \ $ 8.5nC-23.5nC \ $ el MOSFET se está 'abriendo' y no vemos aumento en \ $ V_ {GS} \ $. Ahora porque es eso?
Eso es porque el MOSFET se está abriendo en esa región. El voltaje cae desde \ $ V_ {DS} = 80V \ $ hasta \ $ V_ {DS} = 0V \ $, o hasta el voltaje dictado por la resistencia del MOSFET \ $ R_ {DS, en} \ $ y durante ese intervalo, debido a la presencia de \ $ C_ {GD} \ $, toda la corriente suministrada a la compuerta se utiliza para cargar ese capacitor.
La capacitancia ('Miller') vista de esta manera es \ $ \ frac {17nC} {80V} \ approx1360nF \ $ y no \ $ C_ {rss} \ $.
\ $ C_ {rss} \ $ es un valor de 'pequeña señal' que se mide con el MOSFET en la región conductora parcial (\ $ 8.5nC \ leq Q_G \ leq23.5nC \ $) con una frecuencia de \ $ 1MHz \ $ y en una región lineal, de ahí la señal 'pequeña'.

Desde \ $ 23.5nC-71nC \ $ el MOSFET está realizando y \ $ V_ {DS} \ approx0V \ $. Aquí la capacitancia de entrada es \ $ C_ {in} \ approx \ frac {71nC-23.5nC} {15V-4.5V} \ approx \ frac {47.5nC} {10.5V} \ approx4.7nF \ $.

Como sabemos, la capacitancia fija es Ic = CdV / dt pero el FET aumenta la capacitancia ya que reduce la resistencia. Por lo tanto, una aproximación es \ $ Ic = C * dV / dt + V * dC / dt \ $ para que se pueda calcular de esta manera. Naturalmente, dt se ve afectada por la resistencia de la fuente y la compuerta, que a menudo coinciden con la "transferencia de potencia máxima" y la disipación de potencia compartida durante la transición.

Preste atención a las condiciones de Ciss Qgs, Qgd, Qds,

Qgs es con Vgs = 0

Sin embargo, los tiempos de conmutación pueden ser complejos y depender del controlador Z y la reactancia de carga.

\ $ T_ {ir} = R_GC_ {iss @V_ {DS}} * ln (\ dfrac {V_ {GS} - V_ {TH}} {V_ {GS} - V_ {gp}}) \ $

\ $ T_ {if} = R_GC_ {iss @ V_ {DS}} * \ dfrac {V_ {gp}} {V_ {TH}} \ $

Los transitorios de conmutación ideales siempre serán más cortos que los realmente logrado, por lo que los parámetros máximos de la La hoja de datos siempre debe usarse para obtener resultados realistas debido a los efectos de reactancia dispersa.

Hay muchos más detalles que he dejado de lado por brevedad, cómo cada contribuyente a Ciss cambia con Vgs.

Debe elegir un valor de resistencia de compuerta que permita cargar la compuerta lo suficientemente rápido para evitar fallas en el área de operación segura. Por lo tanto, un tiempo de entrega de 1uS, si no más rápido, debe ser su objetivo de diseño.