Conduciendo un solenoide proporcional desde PWM a través de NPN / MOSFET

Zanja R1. Sí, existen resistencias 0.001 \ $ \ Omega \ $, pero ¿qué harías con eso? En 2A caerá 2mV. La corriente de colector está definida por la corriente de base, no hay necesidad de limitarla de esta manera (si ese hubiera sido el propósito).

No necesariamente necesitas un MOSFET para cambiar 2A, pero si usas un BJT probablemente tendrá que ser un Darlington. OTOH un MOSFET es mucho más rápido que un BJT, por lo que es más adecuado para el trabajo de PWM.

Luego el diodo flyback. Está mal polarizado, pero mencionas eso en la pregunta, así que no diré nada sobre eso.

Si el solenoide es de tipo 24V / 2A, su resistencia será 12 \ $ \ Omega \ $, no 5.6.

Perdí la línea que dice que lo conducirás desde un microcontrolador. Lo siguiente asume que lo conduces desde 24V, como en el esquema. Más adelante haré una nota sobre el microcontrolador.

Entonces R2. Suponiendo un solenoide de 12 \ $ \ Omega \ $, y un \ $ H_ {FE} \ $ para su Darlington de 100, entonces desde la base esto parecerá una resistencia de 1200 \ $ \ Omega \ $. Necesitarás 20mA de corriente base. Con un voltaje de 22 V (24 V menos un par de cruces BE), eso significa que debería tener un máximo de 1100 \ $ \ Omega \ $ para R2 + \ $ H_ {FE} \ $ \ $ \ times \ $ R3. Así que incluso sin R2 no obtendrás el 2A. Necesitará un transistor con una \ $ H_ {FE} \ $. Más alta.
Pero incluso entonces R2 no será necesario. Con un \ $ H_ {FE} \ $ de 1000, si la corriente de base fuera mayor que 2mA, el transistor se saturará y el solenoide limitará la corriente del colector a 2A.

Aviso importante sobre la configuración del recopilador común que está utilizando. Incluso si lo manejara desde 24V, el voltaje del emisor no será de 24V, sino de 22V. La tensión de base será de 24 V como máximo, y si impulsara el emisor a más de 24 V menos 2 uniones BE, ya no habría corriente.
Si lo manejas desde un microcontrolador de 5V, ¡el voltaje del emisor no subirá a 3V! Una vez más, si fuera más alto, no fluiría ninguna corriente de base. Puede usar un colector común con una entrada de 24 V, pero no con 5 V.

Usualmente usará una configuración emisor común , donde el solenoide viene en el lugar de R1. En ese caso necesitarás R2. Si su microcontrolador funciona a 5 V y está usando el KSD1222 (vea a continuación), tendrá una caída de voltaje de 5 V - 2 V = 3 V en R2. Necesitará al menos 2mA, pero vamos a jugar de forma segura y démosle 10mA. Entonces, R2 debería ser máximo 3V / 10mA = 300 \ $ \ Omega \ $.

Si desea utilizar un MOSFET, el Si2318DS es adecuado. Es un FET de 40V que puede manejar 3A a menos de 4V \ $ V_ {GS} \ $. \ $ R_ {DS (ON)} \ $ es 45m \ $ \ Omega \ $, por lo que en 2A solo disipará 180mW. Eso suena seguro, pero cuando vaya a PWM, esto aumentará debido a las pérdidas de conmutación. Sin embargo, a 300Hz esto no será realmente un problema.

Si desea utilizar Darlington, KSD1222 también está un tipo de 40V, con \ $ H_ {FE} \ $ de mínimo 1000. Puede conducir 3A. Pero aquí el voltaje de saturación puede ser tan alto como 1.5V. En 2A, esto significa que el transistor disipará 3W, por lo que necesitará un disipador de calor. El MOSFET es la mejor solución.

Al igual que en su última pregunta, usted exhibe grandes ideas erróneas acerca de cómo funcionan los transistores y cómo se pueden aplicar a los circuitos. Ya que no está claro lo que estaba pensando al crear el circuito que publicó, no voy a entrar en todas las cosas malas, sino que muestro cómo resolver el problema.

Para que quede claro, asumiré que el problema es controlar un solenoide de 24 V 2 A proporcionalmente desde una salida PWM digital de 5 V. El ciclo de trabajo de PWM está destinado a ser aproximadamente el nivel de accionamiento del solenoide. Se encuentra disponible un suministro de 24 V con al menos 2 A de capacidad.

Como necesita una corriente considerable, en este caso es más fácil manejar un FET. Un NPN como interruptor de lado bajo funcionaría, pero incluso suponiendo una ganancia generosa de 50 para un transistor de potencia que puede manejar 2 A, que aún requiere una corriente de base de 40 mA. Eso es más de lo que se puede esperar de una salida digital ordinaria, por lo que requeriría una ganancia adicional. El IRLML0030 es una solución fácil ya que es impulsado por voltaje en lugar de por corriente y puede manejar este voltaje y la corriente. Se garantiza que no tendrá más de 40 mΩ de resistencia de canal a 4,5 voltios de unidad de compuerta, que disipa solo 160 mW a la carga total de 2 A. Se calentará, pero todavía es factible para un paquete SOT-23.

D1 está ahí para proporcionar una ruta para la corriente del solenoide inmediatamente después de que Q1 se apague. La bobina de solenoide parece un inductor para el circuito de conducción. Sin este diodo, la tensión en SOL aumentaría a cualquier nivel que sea necesario para forzar la misma corriente que antes de que se apagara el FET. Esto destruiría el FET bastante rápido. Tenga en cuenta la orientación de D1. No se realiza cuando el FET está activado. También es Schottky para baja caída hacia delante, pero lo más importante para un rápido tiempo de recuperación inversa. El solenoide seguramente seguirá teniendo corriente cuando se encienda de nuevo para iniciar el siguiente impulso. Un diodo de recuperación lenta obtendría mayor corriente hacia atrás a través de él durante un tiempo. Esto eventualmente dañaría tanto el diodo como el FET.

Soltaría la pequeña resistencia de colector sin sentido y pondría la carga en su lugar. Conecte el emisor a tierra sin resistencia.

Si debe tener un extremo de su carga en el potencial de tierra (mientras se mantiene con la fuente de alimentación positiva), use un circuito basado en transistor PNP.

No desea ninguna resistencia en el circuito del emisor porque crea retroalimentación negativa, lo que aumenta considerablemente la impedancia del circuito base, lo que dificulta la conducción de la corriente de base requerida para la saturación. (La retroalimentación reduce la ganancia, opone el variador a la saturación, lo cual es malo en la conmutación pura). Desde el punto de vista de la base, la resistencia a través del emisor se multiplica aproximadamente por la ganancia, por lo que 100 ohmios se ven como 10,000 si la ganancia actual es 100!

En la conmutación, desea una saturación dura, que mantiene el voltaje a través del transistor al mínimo y, por lo tanto, la disipación de energía.

El 2SD882 transistor de potencia media NPN puede manejar el 2A de colector actual , tiene un alto \ $ H_ {FE} \ $ y bajos voltajes de saturación. Busque los NEC; ni siquiera se moleste en mirar las hojas de datos de otros fabricantes para obtener el mismo número de pieza. Los NEC están clasificados por la ganancia de corriente continua con una calificación de letras, siendo E la más alta (200-400). (Esto se encuentra en la hoja de datos de NEC y está marcado en la parte, pero no en otros que he visto). Compré los NEC antes, en el mostrador de un suministro local. Todos sus valores de \ $ H_ {FE} \ $ probados en alrededor de 360, y estos solo están marcados como grado P (segundo más alto).

En \ $ H_ {FE} \ $ 300 necesita 6mA de corriente base para encender 2A. Digamos que doblamos eso a 12 mA. Para obtener la mayor cantidad de corriente base, necesitaríamos una resistencia de 2K para R2. \ $ (24V - 0.7V) \ sobre .012 \ $ (asumiendo que, de nuevo, ¡no hay resistencia en el emisor!). La disipación de potencia de la resistencia sería un poco más de .25W, por lo que elegir la resistencia de 1 / 2W sería inteligente.

El \ $ V_ {CE} (sat) \ $ de este transistor se cita como solo alrededor de 0.3V a 2A de la corriente del colector. Esto proporciona una disipación de potencia de 600 mW en la saturación, que no se reduce a los niveles de MOSFET, sino que es respetable. De acuerdo con los gráficos, en la hoja de datos, 0.6W está dentro del rango que no requiere disipador de calor, hasta una temperatura ambiente de alrededor de 70C. Es fácil atornillar un pequeño disipador de calor en esta parte.