¿Cómo mediría la corriente usando la resistencia de detección de corriente a altos voltajes (-50 / + 50V)

Bueno, una posibilidad es flotar el ADC. Llame a un extremo de la resistencia de detección 'tierra', alimente un ADC diferencial con un convertidor DC-DC aislado, hable con él a través de un aislador digital. Analog Devices hace algunas combinaciones aisladas de convertidores / aisladores digitales que podrían funcionar, pero son un poco caros.

Si eso es demasiado caro, entonces dividir hacia abajo es probablemente el método más razonable. Tendrá que tener mucho cuidado con el coeficiente de resistencia y los coeficientes de temperatura para asegurarse de que las relaciones de división estén muy cerca, si desea utilizar un amplificador diferencial. Si convierte cada 'extremo' de la resistencia por separado, tendrá más flexibilidad en términos de calibración digital después del ADC. Esto también requeriría un ADC con muchos bits.

Quizás otra opción sería dividir ambos lados del resistor sensorial y usar un amplificador diferencial, luego alimentar tanto el voltaje diferencial amplificado como el voltaje de modo común (probablemente solo el voltaje dividido absoluto en un extremo del sensor de resistencia) en dos canales ADC diferentes, luego calibre y compense el modo común a la ganancia diferencial debido a divisores no coincidentes después del ADC. Estoy pensando que esta puede ser la mejor opción aquí.

Muy bien, vamos a hacer los cálculos para esa tercera opción. Digamos \ $ V_a \ $ y \ $ V_b \ $ son los voltajes en cada extremo de la resistencia sensorial. Quieres saber \ $ V_a-V_b \ $. Así que dividas a cada uno de ellos con divisores resistivos. El problema es que las resistencias no son perfectas, por lo que obtiene un divisor con ganancia \ $ A \ $ para \ $ V_a \ $ y un divisor con ganancia \ $ B \ $ para \ $ V_b \ $. Luego desea obtener una alta resolución, por lo que utiliza un amplificador diferencial con ganancia \ $ G \ $ para restar esos dos. Obtienes \ $ V_ {out} = G (A V_a-B V_b) \ $. Vamos a reorganizar eso un poco.

\ $ V_ {out} = G (A V_a - B V_b + A V_b - A V_b) \ $

\ $ V_ {out} = G (A V_a - A V_b - B V_b + A V_b) \ $

\ $ V_ {out} = G A (V_a - V_b) - G (B - A) V_b \ $

Hmm. Tiene el término que desea, \ $ V_a-V_b \ $, pero también tiene dos términos adicionales: \ $ G A \ $ y \ $ G (B-A) V_b \ $. \ $ G A \ $ es constante, por lo que es fácil de manejar. Pero \ $ G (B-A) V_b \ $ implica \ $ V_b \ $. La idea es que al medir \ $ V_b \ $ (o \ $ V_a \ $) por separado, puede calcular \ $ G (BA) V_b \ $ para cada punto y compensar el 'modo común a ganancia diferencial' causado por el divisores no coincidentes. El costo es un canal ADC adicional, algunos cálculos matemáticos y algún método de calibración, pero debería ser relativamente fácil de implementar.

El término problema es que solo $ B-A \ $ as \ $ G \ $, \ $ A \ $ y \ $ B \ $ probablemente serán lo suficientemente precisos por diseño. Tendrá que medirlo (directamente con un medidor o indirectamente mediante la aplicación de voltajes y / o corrientes conocidas) en función del dispositivo y posiblemente incluso realizar una compensación de temperatura, dependiendo de la precisión que desee lograr.

Puede considerar utilizar un amplificador de aislamiento como el AMC1301 .

Este tipo de dispositivo (Broadcom (también Avago) tiene algunos) está diseñado específicamente para tratar de aislar una pequeña señal de una derivación de medición de corriente en la parte superior de un montón de voltaje de modo común. Es probable que todavía tengas un transitorio justo después del cambio que deberás ignorar.

También podría considerar un transformador, pero tendría que estar en el mH de dos dígitos para transmitir fielmente un pulso relativamente largo como ese, por lo que probablemente sea una parte magnética personalizada y no barata en cantidad baja.

No creo que vayas a llegar muy lejos con una simple medición diferencial. Considere que el 5% del error de escala completa en una señal de 25 mV es aproximadamente 1 mV y tendrá que rechazar un voltaje de modo común de +/- 50 V, por lo que aproximadamente un rechazo de 100dB. Para decirlo de otra manera, si una resistencia se desplaza más de un 0,002% (20 ppm), su error superará el 5%. No completamente imposible, pero caro y difícil.

Algunas opciones:

• Aquí hay un amplificador diferencial con un rango de modo común de hasta +/- 270V. Eso debería poder hacer lo que necesitas que haga. Pero a $ 5 en cantidad, no es barato.

• Un condensador conmutado para eliminar el modo común. Básicamente, se permite que un condensador se cargue sobre la resistencia, alcanzando el voltaje de la resistencia, luego se conecta a tierra y un segundo condensador de retención que mantiene ese valor para ser leído por el ADC o el búfer del amplificador operacional en tierra. En una nota de la aplicación Linear hay un diagrama de circuito que describe esto, sin embargo no puedo encontrarlo por el resto de mi vida. Esto tampoco es probable que sea barato. Usted querrá que los fets con conmutación óptica cambien el condensador, y buenos condensadores con fugas muy bajas. También te encuentras con problemas con el ancho de banda (aunque con fets, estos pueden ser sorprendentemente rápidos).

editar: lo encontré, algo así. Aquí en la página 2 está la versión del condensador conmutado. Han rehecho este circuito en un documento posterior en algún lugar, donde toman la salida de un amplificador chopper (a la frecuencia del chopper), y controlan la conmutación de los condensadores a esa frecuencia, reduciendo el ruido. Desafortunadamente, no puedo encontrarlo.

edite: mientras buscaba el circuito del que estoy hablando, me encontré con un buen amplificador operacional que podría ayudar: enlace .

más: Aquí hay un amplificador de instrumentación de un chip con un modo común de -100 V a 85 V. aquí utiliza el amplificador operacional mencionado anteriormente (ltc6091) para crear un amplificador de instrumento. Y aquí es otro amplificador de diferencia (este solo tiene un modo común de +/- 250V).

nota: la razón por la que he estado arrojando chips lineales es porque sus hojas de datos son fantásticas y últimamente he estado leyendo un buen número de ellas. También tienen una tecnología de entrada "sobre el riel" que permite entradas que son más grandes que los rieles de potencia del amplificador operacional.