Conversión descendente de la señal de RF

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Tengo una pregunta básica sobre la conversión descendente de señales de RF.

El escenario ideal se describe a continuación.

Dada una señal de RF (proveniente de una antena), es decir, una función de valor real x (t), y dada una frecuencia f (por ejemplo, f = 100Mhz), uno quiere convertir de forma descendente la banda [fB, f + B] a [-B, + B], digamos para B = 100Khz.

La idea básica es:

  1. considerar x (t) como una señal compleja
  2. multiplique x (t) por el complejo sinusoidal con frecuencia negativa -f, es decir, por \ $ \ cos (-ft) + j \ sin (-ft) \ $.
  3. Esto se hace en la práctica creando dos señales \ $ I (t) = x (t) \ cdot cos (ft) \ $ y \ $ Q (t) = x (t) \ cdot cos (ft + \ dfrac {\ pi} {2}) \ $
  4. Filtro de paso bajo I (t) y Q (t) con frecuencia de corte B.

La señal compleja resultante (es decir, las dos señales I (t) y Q (t)) se pueden muestrear (mediante Nyquist, al menos a 2 * (B + B) = 400k muestras / seg) con algunos ADC para hacer algún DSP.

El hardware necesario para hacer esto parece ser:

  1. Oscilador con frecuencia f, que produce la función cos (f t).
  2. Algo para cambiar la fase del oscilador, para producir \ $ \ cos (f t + \ frac {pi} {2}) \ $
  3. Dos unidades de multiplicación analógica,
  4. Un filtro de paso bajo con frecuencia de corte B.

Pregunta 1 : asumiendo que se proporciona el oscilador (quizás programable), ¿qué tipo de hardware sugeriría para (2) y (3)?

Pregunta 2 : ¿Esta configuración tiene deficiencias significativas (además del costo de los componentes)?

Como los multiplicadores precisos que trabajan con altas frecuencias son costosos, he leído que a menudo se prefiere multiplicar x (t) con una onda cuadrada compleja con frecuencia f

Más precisamente,

  1. \ $ I (t) = x (t) \ cdot Cuadrado (f t) \ $
  2. \ $ Q (t) = x (t) \ cdot Cuadrado (f t + pi / 2) \ $

El punto es que la multiplicación por una onda cuadrada es solo un cambio, lo que probablemente sea menos costoso de implementar.

¡Sin embargo, la onda cuadrada tiene infinitos armónicos impares! Y, por lo tanto, me parece que la banda [-B, + B] de la señal compleja resultante:

I (t) + j Q (t)

¡

realmente es una superposición de las bandas originales [nf-B, nf + B] de x (t), para todos los números impares positivos n, mientras que deseamos que sea igual a [fB, f + B] solamente!

Pregunta 3 : ¿es correcta esta observación?

Para resolver el problema, me parece que, al principio, uno tendría que LOW-PASS la señal x (t) con frecuencia de corte f + B.

Pregunta 4 : tener un oscilador con frecuencia programable f es realista. Pero, ¿cómo implementamos un filtro de PASO BAJO con frecuencia de corte variable (f + B) [la variable es f]?

En los esquemas que he encontrado en línea (por ejemplo, Wikipedia ) no se menciona esta variable LOW-PASS filter .

    
pregunta IamMeeoh

2 respuestas

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Pregunta 1: Suponiendo que el oscilador (quizás programable) es   dado, ¿qué tipo de hardware sugeriría para (2) y (3)?

Para 2: filtro All-pass (cambio de fase), a.k.a. transformador Hilbert

Para 3: modulador equilibrado

  

Pregunta 2: ¿Esta configuración tiene deficiencias significativas (aparte del costo   de componentes?)

Sí. Si bien la conversión directa a banda base compleja se realiza regularmente en el dominio digital, puede ser bastante complicado lograr que el mismo concepto funcione bien (y de manera confiable) en el dominio analógico. Casi siempre es más fácil hacer la detección en una frecuencia de RF intermedia.

  

Pregunta 3: ¿es correcta esta observación [sobre osciladores locales de onda cuadrada]?

Sí, excepto que desea un filtro de banda de banda que esté centrado en la frecuencia de la portadora, no un filtro de paso bajo. A veces, este filtro tiene un ancho de banda de aproximadamente 2B, en cuyo caso debe ajustarse junto con el oscilador local. Este tipo de configuración se denomina preselector y se usa comúnmente en receptores superheterodinos, como los que se usan para las bandas de transmisión de AM y FM.

Pero a veces, en su lugar se usa un filtro de paso de banda fijo que cubre toda la banda de interés. Esto funciona siempre y cuando ninguna de las bandas de "imagen" no deseadas caiga en la banda de interés. Esto es más común en los sistemas de comunicaciones VHF de 2 vías, como los utilizados para el control del tráfico aéreo y el servicio público (policía, bomberos).

    
respondido por el Dave Tweed
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Pregunta 1: Suponiendo que se proporciona el oscilador (quizás programable), ¿qué tipo de hardware sugeriría para (2) y (3)?

Yo sugeriría que un DDS doble se quede sin tareas de fase I + Q (los dispositivos analógicos tienen dds sincronizados), debe convertir el DDS sinusoidal escalonada en onda cuadrada utilizando un amplificador operacional o un limitador duro. Usaría interruptores rf de acción rápida (no terminados) para los mezcladores, por lo que realmente no necesita mucha ganancia de rf.

Pregunta 2: ¿Esta configuración tiene deficiencias significativas (además del costo de los componentes)?

En esta disposición, no está utilizando un dispositivo no lineal para impulsar la multiplicación, sino que utiliza los cambios de fase para impulsar la multiplicación, por lo tanto, menos productos de IMD. El único inconveniente de los diseños de receptor de IF cero y bajo IF son los micrófonos con demasiada pérdida de energía LO.

    
respondido por el jun magno

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