Todos soy bastante nuevo en electrónica, por lo que mi pregunta puede ser un poco ambigua.
He diseñado un amplificador de dos etapas con 2N3904. la ganancia total de CA debería ser superior a 5000. ¿Este circuito lo haría? De acuerdo con mis cálculos, debería funcionar.
en cuanto a los límites de bypass, no tengo idea de cómo calcularlos.
Cualquier ayuda será apreciada.
Para ser claros y para proteger de futuras ediciones a la pregunta, aquí está el circuito que está preguntando:
Quieres una ganancia de 5000, por lo que en el mejor de los casos significa una ganancia de 71 en cada etapa. Eso es demasiada ganancia para esperar que una etapa de transistor único tenga. Por lo tanto, debe esperar al menos 3 etapas. Si la ganancia se equilibra entre las etapas, eso significaría una ganancia de 17 por etapa. Eso es más manejable, pero todavía tiene problemas.
Incluso con una ganancia de 17 por etapa, la ganancia no estará tan bien controlada. Una mejor manera es obtener más ganancia de bucle abierto, luego use retroalimentación negativa para establecer la ganancia de bucle cerrado a lo que realmente desea. La relación de retroalimentación, que define esa ganancia de bucle cerrado, puede establecerse mediante dos resistencias. Esto permite una buena previsibilidad y una respuesta de frecuencia plana.
Otra cosa a considerar es usar los transistores NPN y PNP juntos. Los transistores son baratos y pequeños, por lo que no hay razón para economizar el número de transistores. El uso conjunto de NPN y PNP, incluso en la misma etapa, puede tener ventajas de impedancia, ganancia de etapa y distorsión.
Si solo quieres algo como un amplificador de micrófono y el resultado es más importante que el viaje, solo usa un par de opamps.
Sin embargo, a su circuito específico:
Para ser justos, la impedancia de entrada de la primera etapa se suma a la resistencia efectiva contra la que trabaja C1, pero eso es bastante impredecible. No va a ser muy alto debido a la muy baja RE1A.
Si está buscando un resultado de amplificador lineal, esta etapa es una mala idea, al menos sin retroalimentación negativa global.
Cada transistor funciona cerca de 5 mA, por lo que reaccionar (1 / g) está cerca de 5 ohmios. Las resistencias colectoras son cada 1Kohm, por lo que la ganancia máxima es 1,000 / 5 = 200.
La ganancia máxima total, ignorando Re de stage1, y la carga en stage1 por stage2, etc., será 200 * 200 = 40,000.
Ahora para las realidades. La beta finita, se supone que 100, y la baja reacción de 5 ohmios, nos dice que el Rin es como máximo 5 * 100 = 500. Esto es ignorar las resistencias de polarización. La ganancia se reduce en (500 || 1,000) / 1,000 = 0.333x. Todavía estamos ignorando el Re1a discreto de 3 ohmios. La ganancia ahora se ha reducido en un 67% en cada etapa, por lo tanto, la ganancia total es 40,000 * 1/3 * 1/3 = 40,000 / 9 = 4,444x.
Ahora el Rsource que no es cero, y el Re1a que no es cero, se incluyen en tu ganancia.
Por cierto, dado que las Intercepciones de Intermodulación de 2º y 3º orden para un bipolar (en cualquier corriente de polarización, suponiendo que no están saturadas) están cerca de -10dBv (+ - algunos dBv, pero nos aproximaremos a ambos erróneamente como 10dBv), siendo ese -10dBv un número máximo utilizado en un modelo de la serie Taylor de la no linealidad del diodo emisor, y -10dBv es de 0.316 voltios, y dado que los productos de tercer orden caen 20 dBc por cada caída de 10dB desde el punto de intercepción (que -10dBv ), para tener una distorsión del 0,1%, lo que es 3 factores de 20dB, debe ser 3 * 10dB por debajo de -10dBv IP3.
Por lo tanto, para una distorsión IM3 del 0,1%, necesita una entrada de aproximadamente el tamaño -10dBv IP - 3 * 10dB = -40dBv. Que es 0.01 voltios pico de entrada. Escalado por una ganancia de 5,000, la salida es de 50 voltios pico. Por lo tanto, existe un mundo completamente distinto cuando te preocupas por la distorsión.
Aquí está el gráfico log-log de los niveles de signal_in y signal_out, para ilustrar la distorsión
Para cualquier amplificador decente, querrá que la tensión de reposo en el colector de la etapa 1 sea aproximadamente el 50% del riel de suministro (7.5 voltios). Esto significa que con una resistencia de colector de 1 kohm debería diseñar la corriente de colector a aproximadamente 7.5 mA.
Entonces, aquí está el primer pequeño problema: tienes 5,38 voltios de CC en la base y esto establece el emisor en aproximadamente 4,7 voltios. Esto significa que la corriente del emiiter es de aproximadamente 4.7 mA y la corriente del colector es aproximadamente la misma. No es un show-stopper pero no es ideal.
Entonces, la corriente del colector es de 4.7 mA y esto da un \ $ r_E \ $ de 26 mV / 4.7 mA, es decir, su resistencia interna del emisor será de aproximadamente 5.6 ohmios. Agregue esto a su resistencia de CA externa (RE1A) de 3 ohmios y la ganancia de la primera etapa es: -
RC1 / 8.6 ohms = 1000 / 8.6 = 116.
Sin embargo, la carga desde la 2ª etapa a través de RC1 bajará esto un poco. Pero ¿cuánto carga?
Usando el mismo cálculo para \ $ r_E \ $, obtenemos una impedancia de CA en el emisor de 5,6 ohmios y esto puede reflejarse en la base al transformarla mediante hFE. Mirando el DS del 2N3904, hago una estimación de que el hFE es de aproximadamente 150, por lo que, reflejado \ $ r_E \ $ es de aproximadamente 840 ohmios.
Esta es la impedancia dominante que carga el colector de la primera etapa y reduce RC1 a un equivalente de 456 ohmios.
Esto significa que la ganancia de la primera etapa (con la segunda etapa conectada y cargando) es de aproximadamente 456 / 8.6 = 53.
Para la 2ª etapa, \ $ r_E \ $ es 5.6 ohms y RC2 es 1,000 || 10,000 por lo tanto, su ganancia es 909 / 5.6 = 162. La ganancia total es, por lo tanto, 53 x 162 = 8604.
Sin embargo, habrá una distorsión significativa a medida que el nivel de la señal de salida aumente debido a las no linealidades de confiar en \ $ r_E \ $ como un factor limitante de ganancia.
Puedes obtener la alta ganancia que deseas en dos etapas. Para obtener una ganancia de 5000, necesita \ $ \ sqrt {5000} \ approx 71 \ $ por etapa. Eso es factible.
Empecemos con algunas especificaciones. Debido a la alta ganancia, voy a necesitar una fuente de alimentación de \ $ 15 \: \ text {V} \ $ para mantener esto simple y fácil. Para obtener mucha ganancia en cada etapa, voy a estimar un voltaje de colector inactivo en torno a \ $ 7 \: \ text {V} \ $. La ganancia descargada es \ $ A_v = \ frac {V_ \ text {CC} -V_ \ text {C}} {V_ \ text {T}} \ approx 300 \ $. Sin embargo, la segunda etapa cargará significativamente la primera etapa. (Supongo que utiliza un generador de señal de baja impedancia para la primera etapa y que no carga la segunda etapa de manera significativa).
Reservaré \ $ 2.5 \: \ text {V} \ $ como el voltaje mínimo del colector para proporcionar un margen para \ $ V_ \ text {CE} \ $ y \ $ V_ \ text {E} \ $ . Esto significa que estoy limitado en la última etapa a aproximadamente \ $ \ pm 4 \: \ text {V} \ $ de swing.
Usaré exactamente la misma etapa dos veces. Entonces, primero diseñemos la última etapa, ya que sabemos cuál debe ser el punto de inactividad y el swing de salida. Aquí está el concepto básico:
Voy a seleccionar \ $ I _ {\ text {C} _ \ text {Q}} = 5 \: \ text {mA} \ $ como punto de partida. Esto significa \ $ r_e = \ frac {V_ \ text {T}} {I_ \ text {C}} \ approx 5 \: \ Omega \ $.
$$ \ begin {align *} R_ \ text {C} & = \ left \ {\ begin {array} {l} \ frac {15 \: \ text {V} -7 \: \ text {V}} {5 \: \ text {mA}} & = 1600 \: \ Omega \\\ text {valor estándar} & = 1.5 \: \ text {k} \ Omega \ end {array} \ right. \\ R_ \ text {E} & = \ left \ {\ begin {array} {l} \ frac {1.5 \: \ text {V}} {15 \: \ text {V} -7 \: \ text {V}} \ cdot 1.5 \: \ text {k} \ Omega & = 280 \: \ Omega \\\ text {valor estándar} & = 270 \: \ Omega \ end {array} \ right. \\ C_ \ text {2} & = \ left \ {\ begin {array} {l} \ frac {1} {2 \ pi \ cdot \ left (f = 1 \: \ text {kHz} \ right) \ cdot 10 \% \: r_e} & = 320 \: \ mu \ text {F} \ \\ text {valor estándar} & = 270 \: \ mu \ text {F} \ end {array} \ right. \ end {align *} $$
(Aquí puede ver cómo podría estimar el valor del condensador. Usé aproximadamente el 10% del valor de \ $ r_e \ $ con la frecuencia de interés más baja. Más grande en este caso no haría daño. Pero hay Ya va a haber más ganancia de la que necesita. Por lo tanto, la dejaré tal como está.)
A partir de esto, ahora puedo estimar \ $ V _ {\ text {E} _ \ text {Q}} = \ left (15 \: \ text {V} -7 \: \ text {V} \ right) \ cdot \ frac {R_ \ text {E}} {R_ \ text {C}} = 1.44 \: \ text {V} \ $ y agregue \ $ 700 \: \ text {mV} \ $ para obtener aproximadamente \ $ V_ {\ text {B} _ \ text {Q}} \ approx 2.2 \: \ text {V} \ $. Voy a disparar por alrededor de \ $ 400 \: \ mu \ text {A} \ $ como la corriente divisoria. Esto significa:
$$ \ begin {align *} R_ \ text {1} & = \ left \ {\ begin {array} {l} \ frac {15 \: \ text {V} -2.2 \: \ text {V}} {400 \: \ mu \ text {A}} & = 32 \: \ text {k} \ Omega \\\ text {valor estándar} & = 33 \: \ text {k} \ Omega \ end {array} \ right. \\ R_ \ text {2} & = \ left \ {\ begin {array} {l} \ frac {2.2 \: \ text {V}} {400 \: \ mu \ text {A} -33 \: \ mu \ text {A}} & = 6 \: \ text {k} \ Omega \\ \ text {valor estándar} & = 5.6 \: \ text {k} \ Omega \ end {array} \ right. \ end {align *} $$
Ahora peguemos dos de estos juntos:
La primera etapa cargará su fuente, probablemente cortando la señal a la mitad. La segunda etapa también va a cargar la primera etapa bastante. No me sorprendería ver un factor de 3 perdido. Una ganancia total aquí de quizás \ $ \ frac {1} {2} \ cdot 250 \ cdot 250 \ cdot \ frac {1} {3} \ aproximadamente 10,000 \ $. Eso es más de lo que necesitas. (La ganancia en la primera etapa no debería variar mucho a medida que la señal se mueve hacia arriba y hacia abajo, porque la señal todavía es pequeña allí. Pero la segunda etapa puede ser un poco asimétrica. Pero probablemente no lo notará).
No lo alimentes con una señal mayor a aproximadamente \ $ 50 \: \ mu \ text {V} \ $, para comenzar. Vea dónde lleva la salida antes de intentar algo más.