¿Este divisor de tensión de sujeción para una entrada de alta impedancia es un diseño bueno y robusto?

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Tengo una entrada de CA de la siguiente manera:

  1. Puede variar de ± 10V a al menos ± 500V continuamente.
  2. Funciona de aproximadamente 1 Hz a 1 kHz.
  3. Necesidades > 100 kΩ de impedancia en él, de lo contrario su amplitud cambia.
  4. Ocasionalmente puede desconectarse y someter el sistema a eventos de ESD.

Cuando la entrada está por debajo de 20 V, necesito digitalizar la forma de onda con un ADC. Cuando está por encima de 20 V, puedo ignorarlo porque está fuera de rango, pero mi sistema no debe estar dañado.

Debido a que mi ADC necesita una señal relativamente rígida, quería almacenar la entrada para otras etapas (en esas, la desviaré, la fijaré de 0V a 5V y la alimentaré a un ADC).

Diseñé el siguiente circuito para mi etapa de entrada inicial para obtener una salida segura y fuerte que pueda alimentar a otras etapas:

simular este circuito : esquema creado usando CircuitLab

Mis objetivos son:

  1. Asegurar > 100 kΩ de impedancia en la fuente.
  2. Cambie una entrada de ± 20V a aproximadamente una salida de ± 1.66V.
  3. Proporcionar una salida rígida.
  4. Maneje con seguridad las entradas continuas de alto voltaje (al menos ± 500V).
  5. Maneje los eventos ESD sin descargar mucha corriente / voltaje en los rieles de ± 7.5V.

Aquí están mis razones para el diseño de mi circuito:

  1. R1 y R2 forman un divisor de voltaje, reduciendo el voltaje en 12X.
  2. El diodo TVS reacciona rápidamente para protegerse contra los eventos ESD en la entrada, descargándolos a mi terreno firme, sin descargar nada en mis (débiles) rieles de 7.5V.
  3. El diodo TVS también maneja la sobretensión extrema (sostenida ± 500V) por derivación a tierra. Ha pasado R1 para limitar la corriente en estos casos.
  4. D1 y D2 sujetan la tensión dividida a ± 8,5 V, por lo que no necesito un condensador de alta tensión para C1 ; después de R1 , la corriente a través de ellos también es limitada.
  5. C1 desacopla la señal de entrada. Será un electrolítico bipolar. Debe tener una capacitancia relativamente grande para permitir que las señales de 1 Hz pasen sin ser afectadas: $$ \ frac {1} {2 \ pi R_2 C_1} \ ll 1 \ texto {Hz} $$ $$ C_1 \ gg \ frac {1} {2 \ pi \ times 1 \ text {Hz} \ times220 \ text {k} \ Omega} = 8 \ mu \ text {F} $$
  6. R3 y C2 , con R3 = R1 , compense el sesgo y el desplazamiento de la corriente de entrada en el amplificador operacional ( en lugar de simplemente acortar la salida a la entrada negativa); También forma un filtro de paso bajo: $$ f_c = \ frac {1} {2 \ pi R_3 C_2} = 36 \ text {kHz} $$

¿Este circuito es óptimo para mis objetivos? ¿Puedo esperar algún problema con él? ¿Debo realizar alguna mejora o hay una mejor manera de lograr mis objetivos?

EDIT 1

  1. Originalmente dije que esto era necesario para manejar ± 200V continuamente, pero creo que ± 500V es un objetivo más seguro.

  2. Para que el diodo TVS funcione como está, R1 debe dividirse en dos resistencias, aquí R1a y R1b , como sugiere @jp314:

simular este circuito

EDIT 2

Aquí hay un circuito revisado que incorpora las sugerencias recibidas hasta ahora:

  1. Zeners a través de la fuente de alimentación ( @Autistic ).
  2. Los resistores que llevan a ellos ( @Spehro Pefhany ).
  3. Diodos BAV199 rápidos ( @Master ; una alternativa de menor fuga al BAV99 que @Spehro Pefhany sugirió, aunque con una capacidad máxima de aproximadamente 2 pF en lugar de 1.15 pF).
  4. El diodo de TVS está al frente y actualizado a 500 V ( @Master ), por lo que solo maneja los eventos ESD, protegiendo a R1 .
  5. Dead short desde la salida del amplificador operacional a la entrada negativa ( @Spehro Pefhany y @Master ).
  6. Disminuyó C1 a 10μF ( @Spehro Pefhany ); esto introduce una caída de voltaje del 0,3% a 1 Hz, que no es tan buena como la original del límite de 220 μF, pero facilitará la obtención del condensador.
  7. Se agregó resistencia de 1 kΩ R6 para limitar la corriente a OA1 ( @Autistic y @Master ).

simular este circuito

    
pregunta JohnSpeeks

4 respuestas

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Tu D1 & D2 tomará los picos de entrada, no los TVS; dividirá los 220k a 200k + 20k, y colocará la parte de 20k entre el TVS y los diodos.

O simplemente use un generador de 4.7 V desde ese nodo a GND.

    
respondido por el jp314
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No necesitas R3 / C2. La entrada del amplificador operacional que no se invierte 've' R2 (20K) en la ruta de corriente continua de polarización (no 220K), por lo que es probable que el offset sea insignificante si lo reemplaza con un cortocircuito. Si insiste en R3 / C2, vea a continuación el cálculo.

El 220K representa una reactancia capacitiva de 0.7uF a 1Hz, por lo que creo que un capacitor cerámico de 10uF pequeño y económico (y sin fugas) estará bien, agregando, en cuadratura, alrededor del 7%, por lo que un efecto total de menos del 0,3%. Sin embargo, puede haber algunos efectos debido a la sujeción, por lo que es mejor investigar esto dependiendo de cómo se espera que se comporte . Al sujetarlo, 've' el 20k en serie con la abrazadera de baja impedancia, por lo que la constante de tiempo es 11 veces más corta.

R1 es crítico para la confiabilidad, prácticamente todo el voltaje se cae a través de él, debe ser un tipo de alto voltaje, calificado para resistir los transitorios que espera, especialmente si este voltaje de entrada proviene de Principales que pueden significar una pareja kV. Vishay VR25 puede ser adecuado (con plomo). No escatime aquí. A menos que los últimos centavos sean más importantes que la confiabilidad, no soy un gran fanático del uso de múltiples resistencias comunes para este propósito, ya sea una parte que tenga la clasificación adecuada debería estar bien, a menos que necesite usar dos . Resistencias en serie para una mayor fiabilidad.

Perdería el TVS y consideraría sujetar directamente con una derivación (como un par Zener) o diodos de conmutación de baja capacitancia como un par BAV99 a derivaciones predispuestas, como Zeners o TL431s (con resistencias a la fuente rieles). Este último tendrá una capacidad mucho menor que el uso directo de zeners y, por lo tanto, causará un menor cambio de fase a 1 kHz, si eso es importante para usted. La corriente de sujeción es inferior a 1 mA a 200 V en, por lo que no es muy exigente, siempre que el R1 sea compatible con cualquier EMF al que esté sujeto. Ambas opciones que sugerí pueden sujetar fácilmente 100 mA, al menos por un breve tiempo.

R3 / C2 realmente no forman un filtro de paso bajo- R3 y la capacitancia de entrada del amplificador operacional forman un filtro de paso bajo, y C2 sería idealmente elegido para ser mucho más grande, por lo que Si la capacitancia de entrada es de 15pF, podría usar 1nF o algo así. Solo tendría problemas con 20K solo si tuviera un amplificador operacional muy inapropiado (capaz de frecuencias muy altas) donde el cambio de fase resultante afectara la estabilidad, y por supuesto, un corto no tiene ese problema.

    
respondido por el Spehro Pefhany
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simular este circuito : esquema creado usando CircuitLab

El P / N de OP AMP y los diodos en los esquemas no significan nada. Los diodos D3 D4 son una unión BAV199 o 2 de puerta a canal de jFET MMBF4117. OA1 es OPA365. C3 debe seleccionarse para proporcionar una frecuencia de paso suficientemente baja para el filtro en C3, R1 / 2.

R2 y R3 son preferiblemente resistores de película delgada precisos o incluso dos partes de una red de resistencias. Definen tu deriva cero.

R5 debe tener una potencia nominal de 1 kV, puede usar varias resistencias 0603 en serie.

Y, para estar realmente seguro, puede agregar una resistencia de 1 kOhm entre la entrada no inversora de OPA365 y el punto medio de R1 R2. Ayuda a limitar la entrada de corriente si algo va realmente mal.

El limitador de voltaje de alta potencia (como el diodo o varistor de TVS) se conecta preferiblemente entre ENTRADA y GND. Su voltaje es de unos 600-800 V.

    
respondido por el Master
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¿Qué tipo de OPA usas? Si es entrada FET OP AMP (corrientes de entrada por debajo de 100 pA), entonces no necesita R3 C2. Además, si no te importa el desplazamiento de CC, es mucho mejor eliminar R3 C2.

No veo ningún valor en el diodo de TVS 30 V. Absolutamente de acuerdo con @Autistic. Puede colocarlo directamente en paralelo a la entrada (antes de R1) y cambiar a 500-700 V tipo. Su función entonces es: proteger el R1 y otros componentes electrónicos de picos realmente cortos de más de 800 V (no sé si su aplicación puede meterse en este tipo de problema).

R1 debe tener una capacidad nominal de 1000 V o implementarse como una serie de resistencias 0603 o más grandes, teniendo en cuenta las brechas de aislamiento.

En cuanto a la abrazadera "real": la idea de @Spehro Pefhany de BAV199 con pre-polarización (dos diodos de baja fuga en un paquete SOT) se ve mejor. No me importaría demasiado las corrientes de los rieles de alimentación: están limitados por 4 mA (800 V / 200 kOhms), es probable que sea menor que la corriente de alimentación de un OP AMP que utilice.

¿Por qué no colocar R2 (creo que es un separador de voltaje) antes de C1 y usar una resistencia muy grande (1 MOhm) en lugar de R2? Esto permite que C1 sea tan pequeño como pocos uF.

    
respondido por el Master

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