MOSFET se calienta inusualmente en un convertidor SEPIC

Necesitas conducir la compuerta MOSFET mucho mejor de lo que parece que estás haciendo para que cambie de manera eficiente. Mire la especificación para el FQP30N06: el umbral de activación de la puerta (Vgs (umbral)) puede ser tan alto como 4V. También mire la figura 1: esto confirma que debe usar un voltaje de unidad de compuerta mucho más alto que con el que lo maneja: -

Además, los bordes de la forma de onda son realmente pobres: no obtendrás tiempos de subida y bajada decentes con un pin IO porque la capacidad de la fuente de la puerta va a ralentizar las cosas.

Considera cambiar tu circuito de manejo.

  

... los pulsos del voltaje de conmutación V_DS tienen algunos picos inusualmente altos ...

Esos picos V_ds ocurren cuando el transistor de potencia se apaga. Durante ese apagado, L1 mantiene un flujo de electrones prácticamente constante. Antes del apagado, esos electrones fluyen a través del transistor de potencia. Después del apagado, la misma cantidad de electrones por segundo sale de L1 y deben pasar a alguna parte por algún camino, ese camino tiene un pico instantáneo en actual ( pero un convertidor SEPIC bien diseñado debería absorber ese pico con solo un pequeño golpe en voltaje ). Las líneas de alimentación que conducen a su convertidor y las líneas de alimentación que salen de su convertidor al resto del circuito generalmente tienen tanta inductancia que no pueden manejar instantáneamente ese pico de corriente. Entonces, en teoría, el único camino para que esos electrones fluyan es desde el pin de drenaje del transistor al condensador de acoplamiento C2, a través del diodo, a través del capacitor de salida C3, y de regreso a través de los cables de tierra, de regreso al pin de fuente del transistor. (¿Hay un nombre mejor para este camino que "el camino de espiga"?) (En la práctica, también hay otro camino a través de alguna capacitancia parásita que absorbe algunos de esos electrones, pero no querrá confiar en eso. Además, si el Vds aumenta demasiado, el transistor puede romperse y permitir que los electrones fluyan a través de él). es decir, calentar el transistor (usted tampoco quiere eso).

Desea que la trayectoria del pico tenga una resistencia baja y una inductancia aún más importante. Esto implica:

• Use un diodo "rápido" como un diodo Schottky. Evite los diodos "rectificadores" lentos diseñados para aplicaciones de 60 Hz que pueden tardar cientos de nanosegundos en cambiarse.

• Desea que el área de bucle de la ruta de la espiga sea muy pequeña, para reducir la inductancia parásita de los cables que conectan todos los componentes a lo largo de la ruta de la espiga.

• Desea que los condensadores de ESR y ESL sean muy bajos para C2 y C3. Nadie sabe dónde obtener un condensador de 470 uF con un ESR y un ESL suficientemente bajos, por lo que casi todo el mundo usa dos capacitores idénticos físicamente pequeños (y por lo tanto de baja inductancia) para manejar los picos, posicionados para minimizar el área de bucle del camino del pico , uno para C2 y otro para C3. Normalmente, los diseñadores eligen un tamaño de paquete SMT razonable para C2 (¿tamaño imperial 1206?) Y luego eligen la capacidad más grande disponible en ese tamaño de paquete. Luego ponga su capacitor de salida de 470 uF en paralelo con C3; la posición, el ESR y el ESL de ese capacitor grande son mucho menos críticos. Algunos diseñadores ponen varios capacitores en paralelo para C2 y C3, obteniendo un ESL efectivo mucho más bajo y una capacitancia efectiva mucho más alta que cualquier capacitor único disponible en el mercado.

• Suelde todas las piezas en una placa de prototipos (genérica) o en una placa de circuito impreso personalizado, en lugar de pegarlas en una placa de pruebas sin soldadura. Mientras que algunas personas han logrado construir reguladores de voltaje de conmutación en una placa de pruebas sin soldadura (JB Calvert, "Switching Regulators" ), la mayoría de las personas parecen estar de acuerdo en que las placas de prueba sin soldadura tienen capacitancia parásita y conducen a un área de bucle más grande (por lo tanto, una inductancia parásita no deseada más grande), causando problemas en los convertidores de voltaje de conmutación. "¿Qué es todo esto" SMWISICDSI ", de todos modos?" ; " Cuándo evitar el uso de una placa de pruebas ".

Gracias a todos aquellos que han publicado comentarios muy útiles sobre mi pregunta. Después de pensar un poco, finalmente decidí comprar un chip de controlador MOSFET para intentar resolver el problema. También compré el diodo Schottky como lo sugirió davidcary para reemplazar el diodo rectificador existente que estaba usando. Después de recibir el chip y hacer las conexiones apropiadas de acuerdo con la hoja de datos, repetí la prueba del ciclo de trabajo utilizando el mismo MOSFET. Estos cambios ayudaron a mejorar la producción (de aproximadamente un 15% de eficiencia a un 30%). Aunque es bueno tener la mejora, obviamente no es lo suficientemente bueno para un convertidor DC-DC. Desafortunadamente, una breve inspección muestra que el MOSFET todavía persiste para ser inusualmente caliente sobre los otros componentes del circuito (además de la resistencia de carga).

El chip del controlador MOSFET que compré es el controlador dual MOSFET TC4427CPA. El siguiente diagrama es mi nuevo circuito controlador.

ElsiguientediagramaeslanuevaformadeondadeV_GSyV_DScuandouséelnuevochipdelcontrolador(lalíneaazulesV_DSylalíneaverdeesV_GS).PD:Tambiénolvidémencionarelciclodetrabajoqueapliquéenlapreguntaoriginal(disculpasporeso).Enmipublicaciónoriginal,elciclodetrabajoaplicadohabíaunaconstantede0,5.Eneldeabajo,esunaconstantede0,44.

Según mi comprensión de las respuestas anteriores, el tiempo de subida y bajada del V_GS en este diagrama es probablemente la causa de las pérdidas debidas a la conmutación. Sin embargo, esto se basa en el uso del chip del controlador MOSFET, por lo que estoy perdido de nuevo. ¿Qué puedo hacer para refinar aún más la forma de onda del V_GS para evitar el cambio de pérdidas?