¿Por qué este regulador actual no regula?

Parece que el problema son los valores de R6 y R7. La relación del divisor de voltaje es \ $ \ frac {R7} {R6 + R7} \ $, lo que equivale a \ $ \ frac {1.8k} {18k + 1.8k} = 0.091. \ $ Eso le da aproximadamente 45.5mA, que está cerca de lo que ves. En realidad quieres una relación de 0.1. Agregue una resistencia de 220 ohmios en la serie debajo de R7 y obtendrá mucho más cerca de su valor ideal.

La retroalimentación negativa para un amplificador operacional generalmente se toma directamente de la salida del amplificador operacional o del emisor de un transistor como Q2. Si intentas poner "otras cosas" en este circuito de retroalimentación, introduces retrasos y lo que encuentras (normalmente) es que estás construyendo un oscilador.

Comprueba cómo es la respuesta transitoria porque sospecho que tu circuito estará oscilando a cierta frecuencia en la región de alta kHz.

Todos los principales actores, como TI, ADI, etc., diseñan amplificadores operacionales para competir entre sí y están constantemente impulsando las capacidades de frecuencia superior de sus dispositivos. Esto significa inevitablemente que los márgenes de fase de esos amplificadores operacionales se encuentran un poco cerca del punto de oscilación en los circuitos normales; ha agregado un segundo amplificador operacional y espera que esto sea estable; piénselo nuevamente.

Puede hacerse estable, pero esto puede ser una tarea tortuosa.

La gráfica que muestra la corriente contra Vcc I sospechoso tiene un artefacto triangular debido a esta alta frecuencia de oscilación.

La ejecución de una versión de su circuito bajo TINA brinda un funcionamiento correcto a 45.2 mA. El hecho de que su forma de onda muestre aproximadamente 45 nA, en lugar de mA, sugiere que ha cometido un error de entrada de datos. Debería verificar si ha cambiado la resistencia sensorial a 6.6 micro ohmios.

Dicho esto, aumentar la ganancia para disminuir la disipación de potencia de la resistencia de la derivación no parece una necesidad apremiante. A 45 mA, una derivación de 6,6 ohmios solo disipará 13 mW. ¿Por qué es esto un problema? ¿Realmente está utilizando una derivación tan frágil que 13 mW es un problema? Y, dado que se trata de un controlador LED, no puedo creer que necesite una enorme estabilidad en la corriente de salida y que esté preocupado por la variación de la temperatura en su derivación.

¿O me he perdido algo?

El mismo circuito, con un BUZ70 funcionará perfectamente. Todavía hay una pequeña reducción en la corriente a altos voltajes (de 15 a 24 V). No sé si se trata de una reducción de la ganancia del MOS a voltajes más altos entre la compuerta y el drenaje (no debería ser una ganancia más alta).

Para su información, la mayoría de los LEDs UV tienen esta característica: son mucho más eficientes cuando están sobrecargados y, como le preocupa la eficiencia, ayudaría a entender cómo se hace esto:

Los pulsos de corriente se aplican con una amplitud de pico controlada y un ancho de pulso máximo limitado. El ciclo de trabajo de la onda cuadrada se reduce para limitar tanto la temperatura de la unión PN como el brillo aparente. (La reducción del ciclo de trabajo también reduce el ancho del pulso).

Espero que se emocione con el controlador actual constante y comience a explorar el mundo más amplio de controladores de conmutación de LED.

ps Si está conduciendo solo un LED, el suministro de 3.3 V puede ser adecuado, por lo que es posible que solo se necesite Vcc para el OpAmp.