Impedancia de salida del amplificador de instrumentación

Para mayor claridad, coloco estos 2 extractos de la hoja de datos de ADI en una "respuesta" por separado.

ADI muestra 3 interfaces diferentes de INA a ADC. La primera interfaz es "baja frecuencia". El texto adjunto sugiere que la precisión requiere que R * C sea más lento que 5 microsegundos. En 5uS Filter Tau y 40kiloSamples / second (período de 25uS), tiene 5Tau, si el tiempo de adquisición utiliza todos los 40Ksam / sec; cada Tau proporciona 8.6dB de ajuste (o ~ 1.5 bits de precisión ADC); por lo tanto, no obtendrás mejor que 43dB o 7.5 bits de ADC. ¿Por qué? El ADC tiene que volver a adquirir la muestra, en sus condensadores internos de retención de muestra, en cada nueva muestra. ¿Por qué? La carga almacenada se consume durante la conversión de búsqueda binaria. Esta necesidad de recargarse resultará en una falla de liquidación de 12 bits, o 16 bits, a menos que permita un tiempo para 12 bits (40US) o 16 bits (53uS).

¿Qué pasa si el ADC solo permite el 50% del período para el muestreo, porque el otro 50% es necesario para realizar la conversión de búsqueda binaria?

Observequela"Opción 1" de ADI utiliza 100 ohms y 100nF, un 10uS Tau.

Aquí está el "texto" de ADI

EltextodeADIdice"debe permanecer por encima de 5uS". Como el ejemplo de R * C es 10uS, creo que ADI significa "debe ser más lento que 5uS".

A continuación se muestra la captura de pantalla de Signal Wave Explorer, utilizando el ejemplo incluido de "Trapezoidal LowPass" (puede editar la forma de onda y el tipo de filtro). El periodo RC es de 100 nanosegundos. Para una simulación precisa (FFT), usé 1,000 muestras para la forma de onda de entrada.

En la salida, observe las líneas rojas en 99.5nanosegundos (1 tau) y en 200nS. El 1 tau es el 63% de final; el 2 tau es el 86.5% del error final, aún un 14.5% de error. Por lo tanto, tenemos una declaración de "exactitud"; Cuanto más asentamientos permitamos, más precisos. 10 Tau es 10 nepers, o 10 * 8.6dB = 86 dB, o 14 bits.

Aquí está el Zout para habilitado y deshabilitado de un OpAmp de alta velocidad; la caída en Zout (deshabilitada) a 500MHz es probablemente la resonancia de la inductancia Package / bondwire / silicon / testPCB y la capacitancia de salida de: estructuras ESD y regiones de agotamiento / aislamiento de los controladores de salida. Para resonar a 500MHz, con 10nH (5nH de pin de salida, 5nH de VDD o 5nH de pines GND), se requiere 10pF. Y eso es correcto.

¿Cómo interpretar estas dos tramas? El gráfico descendente "Deshabilitado" cae 20dB / década, por lo tanto es capacitivo. La trama ascendente "Habilita" aumenta 20db / década, por lo tanto es inductiva. No se muestran los cambios de fase, pero deducimos eso de los cambios de 20dB.

Note el bajo nivel de manejo; -30dBm (50 ohms?) Es 1 / 31.6 de 0.632vpp, por lo tanto 20mvpp. Ese nivel de unidad es lo suficientemente bajo como para no alterar las condiciones operativas de los transistores de salida, incluso más allá de UGBW. UGBW es ~~ 200MHz para el ADA4896.

Yahoraparaunopampdemuybajapotencia(1uAIdd);notelaaltafrecuencia(untérminorelativo,paraestaoperaciónlenta)Losnivelesdelarutasedesactivana80,000ohmios.ObservecómoelZoutparaAv=101nivelacercade80Kohminclusoparaunafrecuenciade500Hz.

ObservecómoG*HcontrolaelZout---paraobtenerunaaltaganancia,haypocagananciadebucleexcedenteparamantenerelcontroldelaimpedanciadesalida.¿UGBWparaesteopamp?10KHz.

¿PorquéesimportanteZout?Comootrosmencionaron,eltimbreocurredebidoalZoutinductivo.Yeltimbreafectaeltiempodeasentamiento.Actualmenteestoyescribiendo"reglas" para sintetizar circuitos de ajuste de precisión, así que necesito documentar y gestionar todos los errores.

Finalmente, Signal Chain Explorer tiene "OutZ", que mira hacia atrás en todas las etapas anteriores que interactúan; aquí el Cshunt de 10uF interactúa con OpAmp Zout (la ruta es de 100 ohmios). Para mayor claridad, seleccioné (hice clic en) el "GainFollower" para mostrar el "Bucle abierto de resistencia de salida del amplificador" en la captura de pantalla. Anteriormente seleccioné la etapa "Capacitiva Shunt", luego hice clic en "OutZ" para generar esa gráfica inferior derecha (Z, R, X) de "impedancia de salida". Aquí hay un tutorial sobre la medición de la "impedancia de salida". enlace

AquíestálatopologíaADIINA;Elcircuitodesalidaesunseparadordemodocomúnestándar,porloqueseesperaelcomportamientodeZoutinductivoestándar.

Para todos los propósitos prácticos, a frecuencias de CC y muy bajas, la impedancia de salida de bucle cerrado de un amplificador con realimentación puede considerarse como cero ohmios, siempre que la ganancia después de la realimentación sea razonablemente baja (es decir, hay mucha ganancia de bucle para controlar la impedancia de salida de bucle abierto).

A frecuencias más altas, la impedancia de salida aumentará. Algunos amplificadores especifican esto, a menudo con un gráfico contra la frecuencia. Si el tuyo no lo hace, puedes intentar obtener el modelo SPICE del fabricante y simularlo en tu carga de diseño a tu frecuencia de diseño. Si tiene suerte, habrán modelado la impedancia de salida en bucle abierto, así como cualquier límite de corriente de salida que limitará la velocidad de giro a una carga capacitiva.

A partir de este gráfico de timbres del INA frente a varias cargas capacitivas, ¿podemos calcular el Fring y, por lo tanto, la inductancia de Zout equivalente?

Desdepicoapicoenposyenbordesnegativos,eltiempoes~~0.3*1división,o1.2Useg.Así,0,8MHzeselFring.Dadoque0.8MHzes5Mradian/segundo,elproductoL*Cdebeser1/(5Megrad)^2o0.25*10^-14.A100pF(10^-10),el"inductor" de Zout debe ser 0.25 * 10 ^ -4 Henry, o 25uH.

¿Tenemos suficiente información, sobre G / (1 + GH), en este gráfico para determinar la ruta DC?

¡Cómo no diseñar ADC con seno de 1kHZ y 40kps!

• R = 100, C = 0.5uF
• H (f) @ 1kHz = -0.42dB (error)
• H (2.4kHz) = -3dB
• H (20kHz) = -16dB

Más bien necesitas definir todas las especificaciones:

• Entrada: rango de amplitud, rango de frecuencia, entrada SNR, Noise max V vs f
• por lo tanto, rechazo de ruido = -x dB en f y < -60dB a partir de la señal en > = 20kHz (1 / 2fs) preferiblemente muy por debajo de la señal más pequeña y
• error de ganancia en passband = __
• error de compensación