Estoy ayudando en un proyecto para convertir una arrocera eléctrica en una cocina sous vide con un control PID. Para aquellos que no lo saben, este es un baño de agua controlado con precisión a temperaturas "bajas" (punto de ajuste entre 50 y 80 grados Celsius).
La carga de CA se conmuta mediante un TRIAC, activado por un optoacoplador TRIAC con detección de cruce por cero (MOC3063).
Estoy detectando la temperatura utilizando 7 NTC, distribuidos en varios puntos de la cocina, todos conectados a una TI LMP90079 Convertidor A / D. Esta parte tiene unas pocas frecuencias de muestreo fijas, y la que estoy pensando usar es de 6,71 Hz. En realidad, debido a las diferencias en la frecuencia del cristal y al uso del modo de calibración disponible en la pieza, puede haber una discrepancia muy leve (~ 0.2%) en esta tasa nominal. Como muestro 7 canales a la vez, mi frecuencia de muestreo está dividida por 7, por lo que es de aproximadamente 0.959 Hz, que es la velocidad a la que ejecuto mi bucle PID.
Mi plan inicial para accionar el elemento de calefacción de la olla arrocera era generar una onda PWM de 1 Hz que se ingresa al optoacoplador TRIAC. El ciclo de trabajo estaría dado por la salida del controlador obtenida del bucle PID. Cada vez que se ejecuta el bucle PID, actualizaría el ciclo de trabajo.
En este punto, se me ocurrió que podría alimentar la salida del controlador a un modulador delta-sigma, pero primero muestrear la señal de salida del controlador a una frecuencia de 120 Hz (ya que estoy usando un optoacoplador TRIAC con cero). cruzando y hay 120 semiciclos en una forma de onda de la red de 60 Hz.) La salida del modulador delta-sigma se usaría para activar el TRIAC, sincronizada con los cruces por cero de la forma de onda de la red.
Un modulador sigma-delta requiere que se aplique un filtro de paso bajo a la salida del modulador, pero mi razonamiento es que el sistema físico sirve como filtro de paso bajo: la arrocera tiene una capacidad de 4.5 litros / 1.2 galones de agua de EE. UU. Y un elemento calentador de 700 W, lo que significa que necesito al menos 27 segundos para calentar el contenido de la cocina en 1 grado centígrado.
Así que esto es lo que me pregunto:
- ¿Es esta idea fundamentalmente sólida?
- ¿Cuál es el número equivalente de bits de este DAC? Para la solución de forma de onda PWM de 1 Hz con la que iba anteriormente, calculo que la precisión es de ~ 7 bits, ya que puedo elegir entre 0 y 120 semiciclos para cada período de 1 segundo, y log_2 120 ~ 7. En cuanto al DAC sigma-delta , de acuerdo con esta nota de la aplicación Maxim , utilizando un modulador de segundo orden con un sobremuestreo de 128x (120 /0.959 ~ 125, por lo que está cerca), debería esperar una SNR de 90-95 dB, que funciona con ~ 15-16 bits de resolución. ¿Esto es correcto?
- Dicho esto, ¿debería esperar ver algún tipo de mejora en el mundo real si uso este DAC sigma-delta, en comparación con la solución de forma de onda PWM de 1 Hz original?
- ¿Es un modulador sigma-delta de segundo orden una buena opción? El ADC que está leyendo los datos de los NTC tiene un ENOB de 16 bits y una resolución sin ruido a la elección de la ganancia PGA y la tasa de muestreo que voy a usar. Según mi cálculo anterior, estoy obteniendo la misma resolución del DAC utilizando un modulador de segundo orden, por lo que cualquier cosa por encima de eso sería una exageración, en mi opinión.
- No hay un factor de sobremuestreo entero que me lleve de la frecuencia de muestreo de 0.959 Hz a una frecuencia de muestreo de 120 Hz exactamente. Así que digamos que llego a una tasa de 119.8 Hz; luego habrá una frecuencia de latido de 0.2 Hz entre la forma de onda de la red y mi forma de onda. ¿Qué efecto tendrá esto en la precisión del proceso de conversión?
Soy consciente de que podría usar un optoacoplador TRIAC que no cruce por cero para realizar el control de fase de la forma de onda de CA, pero lo hago como un ejercicio intelectual, así que me gustaría fingir que la solución no es disponible.