regulador de voltaje del seguidor de emisor mal comportamiento

Un emisor-seguidor opera sobre la base de que el voltaje de la base del emisor de un transistor con polarización directa es aproximadamente igual a 0,6 o 0,7 V. Por lo tanto, para cierta tensión de entrada en la base, el emisor rastrea la entrada menos una caída de diodo. $$ V_O = V_I - V_ {BE} $$

Por supuesto, esto es solo una aproximación abreviada, la tensión real del emisor de base viene dada por:

$$ I_C = I_S \ exp \ left ({\ dfrac {V_ {BE}} {V_T}} \ right) $$

Un gráfico de muestra IV es el siguiente,

Note que la escala en el eje x está en graduaciones de 60 mV para ilustrar una regla empírica común para los transistores. Cada aumento de 10 veces en la corriente del colector es un aumento de 60 mV en el voltaje del emisor de base cerca de la temperatura ambiente.

Para responder tu primera pregunta de,

  

Sin embargo, si incremento la impedancia de la carga o desconecto la carga, la tensión de salida aumenta para igualar la tensión en la base.

Mirando el gráfico de muestra IV, puede ver que cuando tiene corriente de carga cero, el voltaje de avance del emisor de base también es ~ 0 VCC. Por lo tanto, Vbe = 0, es decir, la tensión de base es igual a la tensión del emisor.

Como una simple aproximación abreviada, si carga la salida con 1/10 de su corriente nominal máxima, logrará 60 mV de regulación de carga. Una carga constante a una corriente nominal de 1/10 es una solución simple.

Transformación de impedancia

Cuando el transistor está funcionando en modo activo (Vcb > 0), el transistor también proporciona una transformación de impedancia de la resistencia de la fuente en \ $ 1 / \ beta \ $. Un ejemplo de esquema de un amplificador de búfer de emisor común:

^{simular este circuito : esquema creado usando CircuitLab}

De la teoría estándar de transistores, usted sabe que \ $ I_C = \ beta I_B \ $. Entonces, cuando comience a cargar la salida de Q1, \ $ 1 / \ beta \ $ de la corriente de carga se obtiene a través de la base. Como resultado de tener una resistencia de fuente finita de su referencia, la tensión en el terminal base de Q1 se reduce en \ $ I_B * R_S \ $.

Como ejemplo práctico, supongamos que RS = 10 ohms y \ $ \ beta \ $ = 100, la salida parece tener una resistencia de salida de $$ R_o = \ dfrac {R_S} {\ beta} = 0.1 \ textrm {Ohms} $$

Su objetivo aquí es mantener la resistencia de la fuente lo suficientemente pequeña para que el voltaje de salida solo dependa de la curva IV de su transistor.

Summary

Las tres opciones de diseño más importantes que se deben realizar son

• RE, para corriente de carga mínima
• Rs, más bajo para un Ro más bajo
• beta de Q1, debe tener una buena beta en todo el rango de carga

Asides

• Para DC, no se preocupe por el 1 / gm que se ve en las notas típicas de los amplificadores, es solo una linealización de la curva Ic-Vbe (a menos que le importe su impedancia de salida de CA), simplemente observe la curva IV

• También hay que tener en cuenta el diseño térmico, Vbe, como regla general tiene un tempCo de -2mv / grado. Esto funciona a su favor a medida que aumenta la corriente de carga, el transistor se calienta y extrae térmicamente el Vbe

El problema es que la caída de voltaje de 500 a 700 mV a través de una unión de silicio es solo una aproximación a corrientes razonables . La base al emisor de un transistor NPN es una unión de este tipo. Obtuvo aproximadamente 800 mV porque la corriente era relativamente alta para ese transistor. Eso es todo razonable.

Sin embargo, cuando la corriente es 0, la caída de tensión también es 0. La tensión es aproximadamente el registro de la corriente una vez que se llega a niveles razonables, por lo que es relativamente constante sobre una corriente razonable distancia. 0 está muy por debajo de lo razonable para la aproximación.

La solución más simple es garantizar siempre una carga mínima al colocar una resistencia de forma permanente en la salida. Incluso 1 mA probablemente causará más de 500 mV de caída. Si es así, ahora solo tiene una variación de 300 mV entre carga sin carga y carga completa.

Una solución aún mejor es la regulación activa. Si la caída de voltaje B-E está dentro de un circuito de retroalimentación, la retroalimentación puede compensarlo. Aquí hay un ejemplo:

Debido a la retroalimentación alrededor del opamp, ajusta la tensión de base del transistor a lo que sea necesario para que su emisor esté a la tensión de referencia.

En la versión simplista de este circuito, C1 y R1 no existirían, y la entrada negativa del opamp se manejaría directamente desde Vout. Sin embargo, la ganancia general que proporciona el opamp es baja, y hay algo de no linealidad en la unión B-E, por lo que el opamp podría volverse inestable. C1 devuelve las altas frecuencias en las que es más probable que el opamp sea inestable, directamente desde su salida a su entrada negativa. Eso ralentiza la respuesta opamp y aumenta la estabilidad. R1 proporciona cierta impedancia para que la señal a través de C1 no se vea afectada. Este ejemplo es bastante conservador. Muchas operaciones serán estables con menos de 100 pF para C1. Incluso con estos valores, el opamp todavía puede responder a cambios de carga de hasta 160 kHz.

R2 es solo para poner algo de carga en la salida, de modo que no sea necesario un gran salto desde el campo de operaciones entre sin carga y el primer poco de carga.

Este circuito debe regular la salida a unos pocos mV desde el rango completo de 0 hasta la carga máxima. Eventualmente, o el transistor no puede pasar más corriente o el opamp no puede suministrar suficiente corriente de base.