Amplitud de ruido muestreada

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Estoy tratando de entender cómo un ADC muestrea un espectro de ruido arbitrario. Deje que el piso de ruido de banda ancha sea, por ejemplo, \ $ e_n \ $ = 5nV / √Hz @ 1kHz y el ruido 1 / f sea \ $ E_ {1 / f} \ $ = 2 μV pico-pico integrado en 0.1 a 10 Hz (especificado en la forma de la mayoría de las hojas de datos del amplificador). Si hago una única medición de este ruido (por ejemplo, con un ADC the) el ruido con un tiempo de integración T, ¿cuál es la amplitud de incertidumbre en mi muestra (descuidando el ruido de cuantificación)?

Otra forma de plantear esta pregunta; la mayoría de los Cs ADC parecen especificar un ruido referido de entrada pico a pico para una única medición en diversas condiciones (por ejemplo, modo de filtro, velocidad de datos, ganancia PGA, Vref, etc.). Dado un espectro de ruido de entrada conocido como se describe anteriormente, ¿cómo calculo una amplitud de ruido para comparar con el ruido referido de entrada de ADC para saber si puedo resolver mi ruido de entrada en una configuración determinada?

Si, por ejemplo, el intervalo de muestra es T = 10μsec, la amplitud RMS muestreada sería \ $ e_n \ sqrt {1 / T} \ $ = 1.6μV (suponiendo que el ruido 1 / f es despreciable en este BW)? Luego, si promedia muchas mediciones, la medida mejora en \ $ \ sqrt {N} \ $ , que es equivalente a usar un tiempo de integración más largo \ $ NT \ $ ?

EDITAR: Además, ¿qué sucede si estoy realizando una medición de CC de precisión con un tiempo de integración prolongado de modo que domine el ruido de 1 / f? Mi especificación de ruido de 1 / f solo baja a 0.1Hz, entonces, ¿cómo estimo el ruido para tiempos de integración de más de 10 segundos? ¿Debo extrapolar la amplitud de ruido de 0,1 a 10 Hz a frecuencias más bajas?

[Tenga en cuenta que esta pregunta se refiere a las matemáticas del ruido muestreado y no a los desafíos para medir este bajo nivel de ruido, las sutilezas de determinadas tecnologías de ADC o el diseño del circuito de bajo ruido.]

    
pregunta Mike

2 respuestas

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Otra forma de plantear esta pregunta; la mayoría de los ADC to parecen especificar una   ruido referido de entrada pico a pico para una única medición bajo   varias condiciones (por ejemplo, modo de filtro, velocidad de datos, ganancia PGA, Vref, etc.).   Dado un espectro de ruido de entrada conocido como se describe anteriormente, ¿cómo puedo   calcular una amplitud de ruido para comparar con el ruido referido de entrada ADC   para saber si puedo resolver el ruido de entrada en una configuración determinada?

La forma más sencilla de hacer esto es hacer que el ruido de 1 / f sea plano

Fuente: enlace

Ya que sabemos cómo manejar las fuentes de ruido blanco, es más fácil trabajar con ellas. Por ejemplo, con este amplificador dibujaría una línea en 10e-6 de 0.1 a 10Hz

Nohayunamanera(actualmente)demuestrearmatemáticamenteunadistribuciónderuidode1/fmatemáticamente.¿Porqué?porqueelruido1/fesmáscomounpaseoaleatorio,ylosvaloresderuidoahoradependendelosvaloresderuidoanteriores.Unaaproximacióncercanaesgenerarunadistribuciónderuidoblancoyluegofiltrarlaconunfiltrodepasobajo.

Hayformasdesimular1/fderuido,ypuedehacercoincidirlaamplitud,comosedescribeenestedocumento: 1 / f noise: una revisión pedagógica.

  

Figura25:1/fruidogeneradoconelalgoritmodescritoenlasección  10,amplitudvs.tiempo(tantoescalaslinealescomounidadesarbitrarias);  comenzandodesdearriba,=0,1,1.5y2.

Fuente: Figura 25 1 / f ruido: una revisión pedagógica.

    
respondido por el laptop2d
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Has hecho tres o cuatro preguntas, voy a responder la que está en el título y dejaré el resto como un ejercicio.

  

¿Cómo (es) un espectro de ruido arbitrario muestreado por un ADC?

Comience asumiendo una muestra perfecta. El muestreador alias el ruido que se le presenta. Suponiendo que está tomando muestras regularmente a una tasa de \ $ f_s \ $ , y que el ruido no está correlacionado, obtendrá algo como $$ S_s \ left (f \ right) = \ sum_ {n = - \ infty} ^ {+ \ infty} {S (f + nf_s)} $$ donde \ $ S_s (f) \ $ es la densidad espectral después del muestreo. Tenga en cuenta que muestrear perfectamente el ruido blanco no va a terminar bien: \ $ S_s (f) \ $ será infinito en todas partes.

  • Se mencionó el tiempo de apertura del ADC, lo que afecta el espectro del ruido que se recibe en el muestreador. En ese caso, (aproximadamente) está ejecutando la señal entrante (y el ruido) a través de un filtro que promedia el tiempo de apertura.
  • Has mencionado la conversión de \ $ \ Sigma \ Delta \ $ . Eso se complica (y no tengo el tiempo, lo siento). Básicamente, el convertidor se convierte a digital a una alta velocidad, luego filtra los cortes de la señal resultante, luego muestra que a una tasa más baja, luego te entrega el resultado. Para analizar completamente el convertidor, debe modelar ambos pasos (y también cualquier paso de muestreo intermedio, que tenga la función \ $ \ Sigma \ Delta \ $ )
  • Si el ruido \ $ 1 / f \ $ que usted menciona comienza a activarse muy por debajo de la tasa de muestreo, se mostrará prácticamente sin problemas. También lo hará el \ $ 1 / f ^ 2 \ $ , \ $ 1 / f ^ 3 \ $ , y todos los otros \ $ 1 / f ^ n \ $ ruido que no se molestaron en mencionar (o que se llama "deriva"), más el ruido similar que su circuito entrega al ADC.
  • Tenga en cuenta que para el SAR y otros ADC de ancho de banda alto, los circuitos frontales a menudo contribuyen con un ruido muy superior al ruido térmico típico. Los fabricantes de semiconductores le permiten tener este ruido sin cargo adicional . Esté agradecido si lo necesita. Si no lo hace, lea la hoja de datos cuidadosamente.
respondido por el TimWescott

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