Al modelar un transformador ideal, ¿por qué no consideramos el
Inductancia del devanado primario y secundario del transformador.
Para un transformador ideal, las inductancias primarias y secundarias son arbitrariamente grandes ('infinitas'). Esto debe ser así ya que, para un transformador ideal, no hay dependencia de frecuencia.
Para ver esto, considere las ecuaciones (en el dominio fasor) para los inductores ideales acoplados idealmente:
$$ V_1 = j \ omega L_1I_1 - j \ omega M I_2 $$
$$ V_2 = j \ omega M I_1 - j \ omega L_2 I_2 $$
donde
$$ M = \ sqrt {L_1L_2} $$
Resolviendo para \ $ V_2 \ $ rendimientos
$$ V_2 = \ left (\ sqrt {\ frac {L_2} {L_1}} \ right) V_1 = \ frac {N_2} {N_1} V_1 $$
Ahora, suponga que el primario está controlado por una fuente de voltaje y que hay una impedancia \ $ Z_2 \ $ conectada al secundario tal que
$$ V_2 = I_2 Z_2 $$
De ello se deduce
$$ I_2 = \ frac {j \ omega M} {Z_2 + j \ omega L_2} I_1 = \ left (\ sqrt {\ frac {L_1} {L_2}} \ cdot \ frac {1} {1 + \ frac {Z_2} {j \ omega L_2}} \ right) I_1 = \ left (\ frac {N_1} {N_2} \ cdot \ frac {1} {1 + \ frac {Z_2} {j \ omega L_2}} \ right) I_1 $$
Esto ciertamente es no el comportamiento de un transformador ideal donde esperamos
$$ I_2 = \ frac {N_1} {N_2} I_1 $$
Pero note que en el caso de que \ $ j \ omega L_2 \ gg Z_2 \ $ tengamos
$$ I_2 \ approx \ frac {N_1} {N_2} I_1 $$
que es exacto en el límite que \ $ \ frac {Z_2} {j \ omega L_2} \ rightarrow 0 \ $
Por lo tanto, recuperamos las ecuaciones de transformador ideales de los inductores ideales acoplados idealmente en el límite en que \ $ L_1, L_2 \ $ van al infinito (manteniendo su relación constante).
En resumen, no consideramos las inductancias para el transformador ideal, ya que, como se muestra arriba, las ecuaciones ideales del transformador se mantienen solo en el límite de inductancias primarias y secundarias arbitrariamente grandes.