¿Cómo estabilizar un bucle de control para un regulador lineal basado en opamp?

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Estoy tratando de construir una fuente de alimentación de banco lineal controlada digitalmente. La idea es tener un DAC que emita un voltaje bajo (en mi caso es 0-2.5V) y luego escalarlo (digamos 0-25V para simplificar). Y, por supuesto, búferlo con un gran transistor.

En la primera iteración utilicé simplemente un opamp de ganancia de 10x y luego lo usé para conducir un par Darlington. Esto funciona, excepto que está limitado por el suministro del opamp. En mi caso solo estoy usando un TL072. El máximo absoluto para esto es 36V, con voltaje de entrada diferencial máximo < 30V. Lo que efectivamente limita el voltaje de mi fuente de alimentación a, realísticamente, menos de 25V (ya que necesita -V más bajo que -3V para llegar a cero. TL072 no es de riel a riel). TL072 es fácil de encontrar y me gustaría evitar la necesidad de opamps de alto voltaje "más elegantes"

Ahora, para la segunda iteración, alguien sugirió que simplemente use algo como lo siguiente:

Enestecaso,laretroalimentaciónsepasaatravésdeR9/R3,escalando1/10.Cuandoelopamptiene2.5Vensuentradainversora,compensaparahacerquelaentradanoinversoratambiénsea2.5V.Parahaceresto,senecesitahacerlasalida25V.Estofunciona.Hastaquealterelasalida.

Siagregoalgúntipodecapacitanciaenlasalida,todoelcircuitocomienzaaoscilar.

¿Cómopuedocompensaresto?O,encualquiercaso,¿esestalatopologíacorrectaparausar?

ACTUALIZAR

Hedescubiertounatopologíadiferente,utilizandountransistorPNPenlugardeNPNparasuministrarvoltajealasalidaDarlington.Aquíestánlosesquemas:

En este caso, también he agregado la limitación de corriente al circuito. Intentaré explicar la idea. En primer lugar, la carga es simulada por R15 en el diagrama. V2 es una fuente de voltaje, en mi caso un DAC controlado por un microcontrolador. Esto establece la referencia de voltaje para U1, a través de la entrada no inversora. La salida del opamp se conecta a través de R2 a Q4 que "modula" la base para Q3, que finalmente establece el voltaje para el par Q2 / Q1. Esto me permite emitir un voltaje mayor que el soportado por el opamp. En este caso, V + / V- es +/- 10V mientras que el voltaje del colector es 40V. Usando R9 / R2 obtengo retroalimentación de la salida, que se escala 1/10. C1 ralentiza la respuesta para evitar que todo el circuito oscile cuando hay una carga capacitiva en la salida. Ahora, cuando hay una capacitancia en la salida, mi circuito ya no oscila.

Ahora pasemos a la segunda parte: un limitador de corriente programable. R6 es una resistencia de derivación, 0,1 ohmios. Esta es la entrada para la entrada de inversión U2. La entrada no inversora es otra fuente de voltaje. En este caso, 0,1 ohms proporcionan 100mv / A. Si quiero tener una corriente de salida fija de 2A, estableceré la entrada de referencia en 200 mV. Cuando la entrada no inversora alcanza el voltaje establecido, Q5 "robará" la corriente de V2 (configuración de voltaje), por lo que la caída de voltaje de salida será suficiente para mantener la corriente en el valor establecido. C3 ralentiza el circuito para que responda sin problemas en lugar de recortar.

El problema es, nuevamente, una capacitancia en la salida. Esto hace que mi circuito vuelva a oscilar.

    
pregunta hjf

1 respuesta

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Este parece ser un problema que he visto varias veces en el intercambio de pila.

Considere un amplificador operacional con retroalimentación negativa localizada: el fabricante diseña el amplificador operacional para que, en el peor de los casos, sea estable. El peor de los casos es el aumento de la unidad, esto tiene la mayor probabilidad de ser inestable. De todos modos, cada año los límites se amplían un poco más y los amplificadores operacionales mejoran PERO, ¿por qué TI o AD o LT deben diseñar un amplificador operacional que sea estable con más ganancia de bucle abierto que lo que ofrece el dispositivo básico? Eso sería una tontería (y un desastre de marketing / ventas) pero usted (el OP) ha creado más ganancia de bucle abierto insertando Q4 (emisor común) en la salida del amplificador operacional.

La ganancia del Q4 será masiva: el emisor está conectado a tierra, por lo tanto, la salida en su colector posiblemente será cien veces más amplificada que la que produce el op-amp. Así es como se ven los márgenes de ganancia y fase del amplificador operacional TL072: -

El círculo rojo es la ganancia unitaria del amplificador operacional y se puede ver que el margen de la fase (el número de grados de retroalimentación negativa es de morphing a retroalimentación positiva pura, es decir, convertirse en un oscilador) es de aproximadamente 75º. Este es un margen decente pero, si la ganancia se incrementara 30x (al introducir un transistor como Q4), el punto de ganancia de la unidad es exactamente de 180º, es decir, el circuito se convierte en un oscilador.

Solución: deshágase de Q4 y use un amplificador operacional riel a riel (o alimente el amplificador operacional desde una fuente ligeramente superior) y restaure la retroalimentación a la entrada de inversión. Puede preguntar por qué el par de Darlington de salida no crea el mismo problema: es un seguidor de emisores con una ganancia ligeramente menor que la unidad y sin efectos internos de molino para cambiar la fase de esta manera.

Si elige un amplificador operacional que puede entregar 30 mA a la entrada del par Darlington, entonces debería poder obtener hasta 20 A de la fuente de alimentación sin la necesidad del Q4.

    
respondido por el Andy aka

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