Manipulación del voltaje de salida de la fuente de alimentación del modo de conmutación a través del nodo de retroalimentación

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Estoy intentando diseñar una forma barata de extraer la corriente del nodo de realimentación de un SMPS para controlar dinámicamente el voltaje de salida, como se explica en esta nota de aplicación: enlace . El DAC de mi microcontrolador no puede proporcionar suficiente corriente para conducir el BJT, así que estoy usando un amplificador operacional para conducir la base del BJT.

Esto es lo que tengo hasta ahora:

simular este circuito : esquema creado usando CircuitLab

Quiero controlar Q1 en su región de saturación para que se comporte como una resistencia que disminuye la resistencia a medida que aumenta el VDAC, pero no estoy seguro de qué valores de resistencia usar para R3 y R4. Probé el circuito con R3 = 500 y R4 = 500, pero la región de saturación del BJT solo duró entre VDAC = 2.28V y VDAC = 2.35V, en cuyo punto el BJT entra en modo activo hacia adelante. Mi pregunta es la siguiente: ¿qué valores de resistencia para R3 y R4 debo usar para aumentar el rango de valores de VDAC en los cuales el BJT operará en modo de saturación?

    
pregunta Payton Grenich

4 respuestas

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Quiero controlar Q1 en su región de saturación para que se comporte como una resistencia que disminuye la resistencia a medida que aumenta el VDAC

El SMPS es un sistema de circuito cerrado que debe ser compensado adecuadamente para la estabilidad. Lo que quiere hacer es similar a la inserción de un potenciómetro en la retroalimentación, y crea un factor de retroalimentación variable, por lo que el bucle deberá compensarse adecuadamente para todos los ajustes. Podría funcionar ... o no ...

Es mucho más fácil inyectar una corriente en el nodo de realimentación. Esta corriente puede ser positiva o negativa según la forma en que desee ajustar el voltaje. Esto funciona mediante adición (o resta) en lugar de su multiplicación propuesta, no modifica el factor de realimentación, la estabilidad, la ganancia de bucle, etc.

En otras palabras, simplemente haga lo que dice Andy (resistencia de la salida DAC al nodo FB). Esta respuesta es solo para explicar la ganancia de bucle y la compensación conseguida.

    
respondido por el peufeu
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Parece un poco excesivo, ¿por qué no usa la salida de su DAC para alimentar el pin VFB a través de 10 kohm? Por lo tanto, a medida que el voltaje de salida del DAC disminuye, convence al chip del regulador para que proporcione más voltaje de salida para restablecer el voltaje correcto en VFB.

En última instancia, con 10 kohm como salida de DAC y dados los valores en su circuito, debería poder obtener un rango de control decente tanto por encima de la posición de ajuste nominal como por debajo (voltaje de DAC > VFB (nominal).

No se moleste con los amplificadores operacionales a menos que necesite unos pocos cientos de ohmios para accionar el pin VFB, luego use un amplificador operacional como un búfer de voltaje.

    
respondido por el Andy aka
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Hay algunos problemas que parece estar pasando por alto.

Primero tienes que encontrar cuál es el voltaje de Vfb. Según la salida de 12 V, R1 y R2, eso es 800 mV. Eso deja bastante poco espacio para que funcione un sumidero de corriente. Debido a la baja tensión, usaría un FET en lugar de un BJT.

Es necesario dimensionar R4 para que la corriente que lo atraviesa con un poco menos de 800 mV sea lo que se necesita para alcanzar el voltaje de salida máximo que desea. Digamos que te diriges a 780 mV. Si quiere duplicar el voltaje de salida, por ejemplo, entonces R4 necesita extraer la misma cantidad que fluye a través de R1 en el voltaje no ajustado. Es decir (11.2 V) / (280 kΩ) = 40 µA. Usando la ley de Ohm, (780 mV) / (40 µA) = 19.5 kΩ.

El opamp necesita entonces regular el extremo superior de R4 de 0 a 780 mV para ajustar el voltaje de salida. Dado que su salida A / D es probablemente más alta que eso, coloca un divisor de resistencia antes de la entrada del opamp para escalar la salida A / D al rango de 0 a 780 mV.

    
respondido por el Olin Lathrop
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El TL081 utilizado en el diagrama OP no funciona en absoluto en esta aplicación a menos que pueda suministrarlo con al menos +/- 5V. LM358 o LM2904 son opciones mucho mejores.

Si realmente tienes tu corazón preparado para usar este circuito, lo estás pensando demasiado. Lo que sea que vea su nodo opamp positivo es lo que intenta ajustar el emisor del transistor para producir mediante el ajuste de la corriente de base.

Entonces, averigüe qué le gustaría que fuera su rango de ajuste de voltaje de salida y configure la resistencia del emisor a un nivel adecuado de salida mínima / máxima WRT de DAC.

Básicamente, tiene una corriente de entrada máxima de R1, \ $ {12V \ over 280k} = 43µA \ $ (si R2 está en corto) que se dividirá entre R2 y R4. Su voltaje máximo es con R2 y R4 en paralelo (transistor activo) y su voltaje mínimo es solo R2 (transistor apagado).

43 microamperios es muy muy pequeño, considera escalar las resistencias, por ejemplo. 14k y 1k. Tenga en cuenta que esto afectará su circuito de retroalimentación si no ajusta los condensadores para que coincidan, lo que está más allá del alcance aquí. Pero se aplica el mismo factor de escala, en este caso, desearía un condensador de compensación 20 veces más grande para mantener la frecuencia del polo. Otras figuras también funcionarán, por supuesto. Cualquier valor de la parte es conveniente.

Un ejemplo resuelto

No es inmediatamente obvio cómo lidiar con las relaciones, así que las revisaré por ti. Esto es algo que avanza en su carrera. Lo resolveremos de abajo hacia arriba.

Mantendré el divisor de voltaje de 20k + 280k aquí y usaré 20k como R4.

Si denotamos la corriente del transistor como \ $ I_ {Q1} \ $, la relación entre el DAC y la corriente del transistor es \ $ I_ {Q1} = {V_ {DAC} \ sobre R4} \ $.

  

Estamos ignorando la corriente base aquí. En funcionamiento normal la base   la corriente debe ser aproximadamente el 1% de la corriente del colector, es decir, no importa   mucho. Sin embargo, cuando manejas el circuito fuera de rango la base   la corriente comenzará a "elevar" el voltaje R4

El voltaje de referencia para el SMPS es \ $ V_ {ref} = {12V * 20k \ over (280k + 20k)} = 0.8V \ $

  

Esto se debe encontrar en la hoja de datos, acabo de poner los valores del diagrama del circuito.

Como sabemos que la corriente fluye a través del transistor y el voltaje de referencia en la parte superior del transistor, es bastante fácil calcular la resistencia en serie de Q1 y R4.

\ $ R_ {Q1} + R_ {R4} = {V_ {ref} \ sobre I_ {Q1}} = R_ {sesgo} \ $

Armado con una relación de \ $ V_ {DAC} \ $ a \ $ R_ {sesgo} \ $ resulta bastante fácil establecer una relación de \ $ V_ {DAC} \ $ a \ $ U_ {out} \ $, teniendo en cuenta \ $ R_ {sesgo} \ $ está en paralelo con R2 para la división de voltaje de referencia.

Voy a dejar de trabajar en las figuras cómo hacerlo para el lector.

  

Cuando \ $ V_ {DAC} \ $ se eleva lo suficiente, \ $ R_ {sesgo} \ $ se vuelve menos   que \ $ R4 \ $ y como las resistencias negativas se agotaron, esto es   imposible. Con un transistor esto está enmascarado por la corriente de polarización,   con mosfet, la tensión de la compuerta irá a máx. La corriente máxima utilizable es \ $ V_ {ref} \ sobre R4 \ $

Entonces, como ejemplo, 0.3V \ $ V_ {DAC} \ $ da como resultado una resistencia de polarización efectiva de 53.3k. Esto entonces ajustará el voltaje de salida a 16.2V.

Una segunda tarea es ajustar R2 y R4 para producir diferentes rangos de voltaje de salida.

Rango de voltaje de salida utilizable con 20k R2 y R4.

    
respondido por el Barleyman

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