patadas rectificadoras convertidor de puente completo

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Estoy en el proceso de construir un convertidor de CC / CC aislado de 8kW, topología de puente completo.

Estoyviendoalgunosfenómenosinteresantesenlosdiodos.Cuandocadadiodotienepolarizacióninversa,apareceunpicodevoltajeeneldiodo,antesdeestablecerseenelvoltajedebusdeCCesperado.Estosson diodos rápidos de 1800 V (tiempo de recuperación de especificación de 320 nS), y los picos están alcanzando los 1800 V con solo 350 VCC en el secundario, muy por debajo de mi objetivo de voltaje de salida. Aumentar el tiempo muerto no ayuda; la patada aún aparece cuando el diodo tiene polarización inversa y es igual de grande.

Mi sospecha es que el estrangulador de salida mantiene a los diodos inclinados hacia adelante durante el tiempo muerto. Luego, cuando el voltaje del transformador comienza a aumentar en el otro semiciclo, el diodo se desvía de manera instantánea el tiempo suficiente para aparecer como un cortocircuito en el devanado del transformador. Luego, cuando el diodo se recupera, esa corriente se corta, causando la patada que estoy viendo.

He intentado algunas cosas. En un momento, agregué un diodo de retorno en paralelo a mi puente. Utilicélosmismosdiodosderecuperaciónrápidaqueestánenmipuente.Estonotuvoningúnefectoaparenteenlospicos.Luegointentéagregarunatapade.01uFenparaleloamipuente.

Esto redujo los picos a un nivel más manejable, pero la impedancia reflejada de ese límite causó problemas significativos en el primario. ¡Mis gorras de protección se han duplicado en temperatura!

Se presentan algunas posibilidades:

1) He diagnosticado el problema incorrectamente. Estoy 95% seguro de que estoy viendo lo que creo que estoy viendo, pero me he equivocado antes.

2) Use un rectificador síncrono. No debería tener problemas de recuperación inversa con eso. Desafortunadamente, no conozco ningún JFET de bloqueo inverso en este rango de potencia, y no existe un MOSFET de bloqueo inverso. Los únicos IGBT de bloqueo inverso que puedo encontrar en este rango de potencia tienen peores pérdidas que los diodos.

EDITAR: Me acabo de dar cuenta de que he estado malinterpretando la naturaleza de un rectificador síncrono. No necesito FET de bloqueo inverso; los FET llevarán a cabo la fuente de drenaje.

3) Use diodos de recuperación cero. Nuevamente, problemas con pérdidas y costos.

4) Evita las patadas. Parece que consumiría demasiada energía, del orden del 20% de mi rendimiento general.

5) Agregue núcleos saturables en línea con los diodos. Dos de los núcleos saturables más grandes que pude encontrar apenas abollaron mis patadas.

6) Utilice una topología resonante de conmutación de corriente cero. No tengo experiencia en esa área, pero parece que si la corriente en el primario cambia más suavemente, el voltaje en el secundario también debería cambiar más suavemente, dando a los diodos más tiempo para recuperarse.

¿Alguien más ha lidiado con una situación similar? Si es así, ¿cómo lo resolviste? Edición: hoja de datos de FET del lado primario aquí .

    
pregunta Stephen Collings

3 respuestas

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Azotando a los FRED

Los convertidores alimentados por voltaje con aislamiento de transformador exhibirán timbres en el secundario. El timbre es causado por inductancias y capacitancias parásitas en el circuito, con los elementos dominantes como la inductancia de fuga del transformador (\ $ L_ {\ text {Lk}} \ $) y la capacitancia de la unión (\ $ C_j \ $) de los diodos del puente . La hoja de datos del diodo muestra \ $ C_j \ $ de 32pF. Voy a hacer una conjetura ingenua en \ $ L_ {\ text {Lk}} \ $ de 500nH, pero se tendrá que medir para saber realmente. Entonces, un LC de 500nH y 32pF es lo que debe ser rechazado.

La amplitud de Spike sin snubbing será \ $ 2 n V_ {\ text {in}} \ $, donde \ $ n \ $ es la proporción de giros del transformador y el factor de 2 es lo que se obtiene para una resonancia Q alta.

Hay diferentes tipos de amortiguadores de tensión; Sujeción, transferencia de energía resonante y disipativa. Los tipos de sujeción y resonancia requieren más partes y cierta participación de interruptores activos, lo que creo que los hace poco prácticos para este caso. Por lo tanto, solo cubriré los amortiguadores disipativos porque son los más simples y funcionan bien con interruptores pasivos (como diodos o rectificadores síncronos).

La forma de amortiguador disipativo que cubriré es una serie RC colocada en paralelo con cada diodo puente.

Algunos datos sobre los amortiguadores RC:

  • Todos se tratan de igualar la impedancia. No puedes elegir el valor de resistencia de supresor \ $ R_d \ $. El parásito LC determina eso por ti por la impedancia característica Zo.
  • Puedes elegir el valor del límite de protección \ $ C_d \ $. Eso es importante ya que el valor del límite establece la pérdida de amortiguador (\ $ P_ {\ text {Rd}} \ $) como \ $ C_d F V ^ 2 \ $. Donde V es el voltaje del pedestal y F es la frecuencia de conmutación. La tapa amortiguadora debe proporcionar una impedancia baja en la resonancia LC de los parásitos, por lo que debe ser varias veces \ $ C_j \ $.

Algunas pautas, y qué esperar con los amortiguadores RC que amortiguan:

  • Para \ $ L_ {\ text {Lk}} \ $ de 500nH y \ $ C_j \ $ de 32pF, Zo será 125Ohms. Entonces, \ $ R_d \ $ sería 125 para que coincida con Zo. Es posible que tenga que ajustar esto un poco, ya que \ $ C_j \ $ no es lineal y se cae con el voltaje inverso.

  • Escogiendo la tapa de protección \ $ C_d \ $: Elija \ $ 3 C_j \ leq C_d \ leq 10 C_j \ $. Los valores más altos en el rango proporcionan una mejor amortiguación. Por ejemplo, \ $ C_d \ $ of \ $ 3 C_j \ $ resultará en un voltaje máximo de diodo de \ $ 1.5 n V_ {\ text {in}} \ $, mientras que \ $ C_d \ $ of \ $ 10 C_j \ $ resultará en un pico de voltaje de diodo de \ $ 1.2 n V_ {\ text {in}} \ $.

  • El rendimiento del amortiguador disipativo no mejorará para los valores de \ $ C_d \ $ mayor que \ $ 10 C_j \ $.

Pérdida de potencia \ $ P_ {\ text {Rd}} \ $, con un voltaje de pedestal de 1250 V y F de 50 KHz.

  • Si \ $ C_d \ $ es \ $ 3 C_j \ $ o 100pF, \ $ P_ {\ text {Rd}} \ $ = \ $ C_d F V ^ 2 \ $ o 7.8W.
  • Si \ $ C_d \ $ es \ $ 10 C_j \ $ o 330pF, \ $ P_ {\ text {Rd}} \ $ = \ $ C_d F V ^ 2 \ $ o 25.8W.

\ $ C_d \ $ of \ $ 10 C_j \ $ ofrece la mejor amortiguación con un voltaje máximo de 1.2 veces el voltaje del pedestal, pero puede ahorrar algo de energía con tapas de protección más pequeñas si puede soportar el voltaje máximo más alto.

    
respondido por el gsills
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Este es un problema clásico de snubbering. Un diodo no puede pasar instantáneamente de la conducción al bloqueo; la carga en la unión PN debe eliminarse, y un amortiguador RC en cada diodo debería ayudar en esto.

Solía diseñar arrancadores suaves industriales y en las unidades de media tensión tuvimos muchos trabajos de diseño en torno a este aspecto en particular. Hace mucho tiempo que no trabajo en esta industria en particular, así que no recuerdo los valores de supresión, pero probablemente comenzaría con 0.1uF y tal vez con 49 ohmios y vería cómo empiezan a salir las cosas desde allí.

    
respondido por el akohlsmith
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60A corriente de recuperación inversa! (de la hoja de datos) Eso tiene que ir a algún lugar ...

Al igual que Andrew Kohlsmith, mi primer pensamiento sería un amortiguador R-C en CADA diodo, pero me resisto a dar una respuesta a menos que pueda encontrar precedentes con un poder similar. Andrew parece tener la experiencia para hacer ese juicio; Al no haber trabajado en el poder industrial, ¡no lo hago!

Pero corrigamos algunos números: como su corriente de avance promediará algo así como 25A (8kw, 350V), usemos el mismo valor para Irm - 25A * Trr = 230ns da una carga almacenada de 5.75 uC, que cargaría una 0.1uf capacitor a una 57V más manejable. Pero 25A * 49R es un poco alto (!): Este cálculo en bruto sugeriría 4 ohms (o incluso 2) en lugar de 49 como punto de partida para la resistencia de amortiguación.

Repito: no he trabajado en energía industrial, así que eso es lo que me dicen los números. Apreciaría el comentario de Andrew dado estos números.

    
respondido por el Brian Drummond

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